电流模控制的DC-DC转换器的设计（高娟45#）.doc

高效的带电流模控制的DC-DC转换器的设计摘要本文介绍了开关电源的发展，PWM的控制方式以及它们各自的优缺点。设计了一种基于2um 40V双极工艺的高频率低功耗的PWM升压型DC-DC转换芯片。采用了恒定频率、电流模式的控制结构以提供优秀的电源和负载稳压。同时内部的电流监视电路可以保护功率开关以及连接到芯片上的外部元件。通过对开关脉冲宽度的调节，加快了升压速度，减小了稳压状态的输出纹波,提高了转换效率。电路内置有过压保护，当输出电压超过阈值电压29V时，将误差放大器的输出拉低，开关进入关断模式。在电路的电流反馈环路中加入了斜坡补偿信号，由于在占空比大于50%时电流环的不稳定性，为此提出了斜坡电流补偿技术，使电路的不稳定性问题得到了改善。芯片的开关频率为1.5MHz,输出电压可调至29V,转换效率可达81%以上。关键词：电流模式,斜坡补偿,脉宽调制,DC-DC转换器AbstractThis article describes the development of switching power supplies, PWM control mode and their respective advantages and disadvantages. A high frequency PWM step-up DC-DC convert by using 2um, 40V high voltage bipolar process. The chip uses a constant frequency, current-mode control scheme to provide excellent line and load regulation. Internal current-monitor circuit helps protect the power switch as well as the external components connected to chip. Regulating pulse width can accelerate the step-up speed, reduce the output ripple voltage and improve the conversion efficiency. Circuit has built-in overvoltage protection（OVP）to allow the device goes into shutdown mode when the output voltage exceeds the OVP threshold of 29V. The current feedback loop in the circuit by adding a slope compensation signal, due to more than 50% duty cycle when the current loop instability of the slope current compensation proposed for this technology, the problem of instability in the circuit has been improved. The conversion efficiency 81% and PWM switching frequency 1.5 MHz, adjustable output voltage up to 29V.Key words: current-mode, slope compensation, pulse width modulation（PWM）, DC-DC converter3目 录摘 要IAbstractII第一章 引言11.1 开关电源的发展11.2 开关电源的基本结构31.3 本文的组织结构4第二章 开关电源基础电路52.1 电流检测电路52.2 PWM反馈控制模式62.2.1 电压模式控制72.2.2 峰值电流模式控制92.2.3 平均电流模式控制112.2.4 峰值电流控制与平均电流控制的比较13第三章 斜坡补偿控制设计153.1斜坡补偿的慨述153.1.1 降压型斜坡补偿原理153.1.2 升压型斜坡补偿原理173.3 DC-DC转换器设计193.3.1电路框图结构说明193.3.2电路模块设计分析203.3.3整体电路仿真28第四章 版图和工艺的实现304.1版图设计的基本概述和原则304.1.1 版图的基本概述304.1.2 版图的基本原则314.2 版图中ESD设计的考虑事项324.3电路的版图设计344.4 制造工艺364.4.1典型的双极集成电路工艺364.4.2 电路的工艺特点和流程37第五章 结论38参考文献39致 谢40第一章 引言1.1 开关电源的发展随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压电源技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点，但其通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，一般只有45%左右。另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，其已很难满足现代电子设备发展的要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源，在近半个世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术设计制造的连续工作的线性电源，并广泛应用于电子、电气设备中。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化，率先完成了计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备以及家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速发展期。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关管输出脉冲信号的占空比调整输出电压。以功率晶体管（GTR）为例，当开关管饱和导通时，集电极和发射极两端的压降接近零；当开关管截止时，其集电极电流为零。所以，其功耗小，效率可高达70%95%。而功耗小，散热器也随减小。开关型稳压电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。因此，开关电源具有重量轻、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V（110%），而开关型稳压电源在电网电压在110260V范围内变化时，都可获得稳定的输出电压。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源实现了小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外，开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。目前市场上开关电源中的功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用功率MOSFET的开关电源的转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必须采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种电路工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，是提高开关电源工作频率的一种方式。采用谐振开关方式的兆赫级变换器已经实用化。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下4个方面。1.小型化、薄型化、轻量化、高频化开关电源的体积和重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。因此，高频化是开关电源的主要发展方向。2.高可靠性开关电源使用的元器件数量是连续工作线性电源的几十分之一，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光电耦合器及排风扇等元器件和部件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的元器件，提高集成度。这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。3.低噪声开关电源的缺点之一是噪声大。单纯的追求高频化，噪声也会随之增大。采用谐振变换技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声。所以尽可能地降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。4.采用计算机辅助设计和控制采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简单结构和最佳工况。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之。人们在开关电源技术领域里。边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着开关电源以每年超过两位数的市场增长率向小型化、薄型化、高频化、低噪声以及高可靠性方向发展。1.2 开关电源的基本结构开关电源的基本构成如图1-1所示，其中DC/DC变换器用以进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动、过流与过压保护、噪声滤波等电路。输出采样电路（R1、R2）检测输出电压变化，并与基准电压Ur比较，误差电压经过放大及脉宽调制（PWM）电路，再经过驱动器控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。图1-1 开关电源的基本构成DC/DC变换器有多种电路形式，常用的有工作波形为方波的PWM变换器以及工作波形为准正弦波的谐振型变换器。用于DC/DC变换器的基本拓扑结构有4种，本文设计的电路采用的是降压变换器，它是将输入电压变换成较低的稳定输出电压。输出电压（UOUT）和输入电压（UIN）的关系为：（占空比） 对于串联线性稳压电源，输出对输入的瞬态响应特性主要有调整管的频率特性决定。但对于开关型稳压电源，输入的瞬态变化比较多地表现在输出端。在提高开关频率的同时，由于反馈放大器的频率特性得到改善，开关电源的瞬态响应性能指标也能得到改善。负载变化瞬态响应主要由输出端LC滤波器的特性决定，所以可以利用提高开关频率、降低输出滤波器LC乘积的方法来改善瞬态响应特性。1.3 本文的组织结构本文第一章是绪论，介绍开关电源的发展和开关电源的基本构成。第二章介绍开关电源的基础电路，包括PWM反馈控制模式和电流检测电路，着重介绍了PWM反馈控制方式的优缺点。第三章是斜坡补偿控制设计，介绍了斜坡补偿的基本原理，对具体电路的各个模块进行了分析。第四章是电路的版图设计和工艺实现。第五章是结论。第二章 开关电源基础电路2.1 电流检测电路功率开关电路的拓扑结构分为电流模式控制和电压模式控制两种。电流模式控制具体动态反应快。补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而获得越来越广泛的应用。但在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地测量电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。1.电流检测电路的实现在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小，损耗也小。电流检测电路的实现方法主要有两类：电阻检测和电流互感器检测。本文设计的电路是采用电阻检测。电阻检测电阻检测方法有两种，如图2-1和图2-2所示。当使用图2-1所示的方法直接检测开关管的电流时，还必须在检测电阻R旁并联一个RC滤波电路，如图2-3所示。因为当开关管断开时，集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值常足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。 图2-1 电阻检测（接地） 图2-2 电阻检测（不接地）图2-3 带滤波的电阻检测电路但是，在实际电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时，采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦甚至十几瓦，而且很难找到几百毫欧或几十毫欧那么小电阻值的电阻。电流互感器检测在大功率电路中，使用的是电流互感器检测。电流互感器检测在保持良好波形的同时还具有较宽的带宽，电流互感器还提供了电气隔离，并且检测电流小，损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如20欧母。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中，电流互感器检测更加适用。这是因为在平均电流模式控制中，被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等、方向相反的伏秒积。在多数控制电路拓扑中，电流过零时占空比接近100%。所以，电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压。所以，在设计电流互感器检测电路中，应使用高耐压的二极管并耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。2.2 PWM反馈控制模式PWM开关稳压或稳流电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定值，控制取样信号有输出电压、输入电压、输出电流、输出电感电压及开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的。同时，可以实现一些附带的过流保护、抗偏磁及均流等功能。PWM反馈控制模式主要有电压模式控制、峰值电流模式控制、平均电流模式控制、滞环电流模式控制和相加模式控制。下面主要阐述前3种PWM反馈控制模式的发展过程、基本工作原理、详细电路原理示意图、波形、特点及应用要点，以利于选择应用及仿真建模研究。2.2.1 电压模式控制图2-4为Buck降压斩波器的电压模式控制（Voltage-mode Control）反馈系统原理图。电压模式控制是20世纪60年代后期开关稳压电源刚刚开始发展时所采用的第一种控制方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界广泛应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器采样放大的慢变化的直流信号与恒定频率的三角波上斜坡相比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度，如图2-4中的波形所示。逐个脉冲的限流保护电路必须另外附加。当输入电压突然变小或负载阻抗突然变小时，因为主电路有较大的输出电容C及电感L的相移延时作用，输出电压的便小也延时滞后。输出电压变小的信息还要经过电压误差放大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时滞后作用是暂态响应慢的主要原因。图2-4 Buck降压斩波器的电压模式控制图2-5 电压前馈模式控制电压模式控制的优点有：1.PWM三角波的幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；2.占空比调节不受限制；3.对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好；4.单一反馈电压闭环设计、调试比较容易；5.对输出负载的变化有较好的响应调节。电压模式控制的缺点：1.对输入电压的变化动态响应较慢；2.补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化，使其更为复杂；3.输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿；4.在检测及控制磁芯饱和故障状态方面较为复杂。加快电压模式控制瞬态响应速度的方法有两种：一是增加电压误差放大器的带宽，保证具有一定的高频增益，但是这样容易受高频开关噪声干扰影响，需要在主电路及反馈控制电路上采取措施进行抑制或同相位衰减平滑处理；另一方法是采用电压前馈模式控制技术，原理如图2-5所示。用输入电压对电阻（RFT）、电容（CFT）充电产生的具有可变化上斜坡的三角波取代传统电压模式控制中振荡器产生的固定三角波。此时，输入电压的变化能立刻在脉冲宽度的变化上反映出来。因此，该方法能明显提高输入电压变化引起的瞬态响应速度。对输入电压的前馈控制是开环控制，而对输出电压的控制是闭环控制，目的是提高对输入电压变化的动态响应速度。这是一个由开环和闭环构成的双环控制系统。2.2.2 峰值电流模式控制峰值电流模式控制（Peak Current-mode Control）简称电流模式控制。它的概念源于20世纪60年代后期具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。在20世纪70年代后期，才从学术上做深入的建模研究。直到20世纪80年代初期，第一批电流模式控制集成电路的出现，才使得电流模式控制迅速推广应用，主要用于单端及推挽电路。近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。如图2-6所示，误差电压信号Ue送至PWM比较器后，并不是像电压模式那样与振荡电路产生的固定斜坡的三角波电压比较，而是与一个变化的、其峰值代表输出电感电流峰值的三角波形或梯形尖角状合成波形信号U相比较，然后得到PWM脉冲关断时刻。因此，（峰值）电流模式控制不是用电压误差信号直接控制PWM脉冲宽度，而是直接控制峰值输出侧的电感电流的大小。然后间接地控制PWM脉冲宽度。电流模式控制是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法，因此峰值电感电流容易检测，而且在逻辑上与平均电感电流大小变化相一致。但是，峰值电感电流的大小不能与平均电感电流的大小一一对应，因为在占空比不同的情况下，相同的峰值电感电流可以对应不同的平均电感电流。而平均电感电流的大小才是唯一决定输出电压大小的因素。在数学上可以证明，将电感电流下斜坡斜率的一半以上加在实际检测电流的上斜坡上，可以去除不同占空比对平均电感电流大小的扰动作用，使得所控制的峰值电感电流最后收敛于平均电感电流。因而，合成波信号U要由斜坡补偿信号与实际电感电流信号两部分合成。当外加补偿斜坡信号的斜率增加到一定程度时，峰值电流模式控制就会转化为电压模式控制。因为若将斜坡补偿信号完全用振荡电路的三角波代替，就成为电压模式控制，只不过此时的电流信号可以认为是一种电流前馈信号，如图2-6所示。当输出电流减小时，峰值电流模式控制就从原理上趋向于变为电压模式控制。当处于空载状态时，如果输出电流为零且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制实际上就变为电压模式控制了。图2-6 峰值电流模式控制原理图峰值电流模式控制的优点：1.暂态闭环响应较快，对输入电压变化合输出负载变化的瞬态响应也较快；2.控制环易于设计；3.输入电压的调整技术可与电压模式控制的输入电压前馈技术相媲美；4.具有简单、自动的磁通平衡功能；5.具有瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；6.具有自动均流并联功能。峰值电流模式控制的缺点：1.在占空比大于50时开环工作不稳定，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；2.闭环响应不如平均电流模式控制理想；3.容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50，也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；4.对噪声敏感，抗噪声性能差，因为电感处于连续储能状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡；5.电路拓扑受限制；6.对多路输出电源的交互调节性能不好。2.2.3 平均电流模式控制平均电流模式控制（Average Current-mode Control）的概念产生于20世纪70年代后期。平均电流模式控制集成电路出现在20世纪90年代初期，成熟应用于20世纪90年代后期高速CPU专用的、具有高di/dt动态响应供电能力的低电压大电流开关电源。图2-7为平均模式控制的原理图。将误差电压Ue接至电流误差信号放大器（c/a）的同相端，作为输出电感电流的控制编程电压信号Ucp。带有锯齿纹波状分量的输出电感电流信号Ui接至电流误差信号放大器的反向端，代表跟踪电流编程信号Ucp的实际电感平均电流。Ui与Ucp的差值经过电流误差放大器放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uca。再由Uca及三角锯齿波信号UT或US通过比较器比较得到PWM关断时刻。Uca与Ui反相，所以是由Uca的下斜坡（对应于开关器件导通时期）与三角波UT或US的上斜坡比较产生关断信号。显然，这种无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过三角锯齿波信号UT或US的上斜坡。图2-7平均电流模式控制图2-8增加输入电压前馈功能平均电流模式控制的优点：1.平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号；2.不需要斜坡补偿；3.调试好的电路抗噪声性能优越；4.适合于任何电路拓扑对输入或输出电流的控制；5.易于实现均流。平均电流模式控制的缺点：1.电流误差放大器在开关频率处的增益有最大限制；2.双闭环放大器的带宽、增益等配合参数设计、调试复杂。图2-8为增加输入电压前馈功能的平均电流模式控制原理图，非常适合输入电压变化幅度大、变化速度快的我国电网情况。2.2.4 峰值电流控制与平均电流控制的比较1.峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点：对噪声敏感，峰值电流模式控制是将电感电流的上升沿（即开关电流）同设定的电流值相比较，当瞬态电流达到设定值，PWM比较器输出翻转将功率开关管关断。电感电流上升到设定值的坡度即（Vin-Vout）/L很小，特别是Vin小时坡度更小，所以这种控制方法易受噪声干扰。每次开关管通断时都会产生噪声尖峰，并且耦合到控制电路的一个小电压就能使开关管迅速关断，使电路处于次谐波运作模式产生很大的纹波，所以对于峰值电流控制模式，电路布局和噪声旁路设计对电路的正常工作很重要，平均电流模式控制可以简化这部分工作。需斜坡补偿，对于峰值电流控制，当占空比大于50时扰动电流引起的电流误差越变越大。所以尖峰电流模式控制在占空比大于50时，电路工作不稳定，需给PWM比较器加坡度补偿以使电路稳定。内部电流环的增益尖峰会使相移超出范围，导致电路工作不稳定，使电压环进入次谐波振荡。这时在连续固定的驱动脉冲时，输出占空比却在变化，这时也需斜坡补偿来抑制次谐波振荡。具有尖峰值/平均值误差，在尖峰电流控制模式中，随着占空比的不同，电感电流的平均值也不同，通过斜坡补偿可以获得不同占空比下一致的电感电流，但这也增加了电路的复杂性。另外电感电流的平均和峰值间存在差值，在降压电路中由于电感电流的纹波相对电感电流的平均值很小，并且存在电压外环的校正作用，所以峰值和平均值的这种误差可以忽略；在升压电路中，峰值要跟随输入电网的正弦波，所以和平均值间的误差很大，在小电流时，尤其是电流不连续时，如每半周期输入电流过零时，这种误差最大，它会使输入电流波形畸变。这时就需要一个大电感来使电感电流的纹波变小，但这将使电感电流的坡度变窄，减小抗干扰能力。2.平均电流控制和峰值电流控制相比的优点是：具有高增益的电流放大器，平均电流可以精确地跟踪电流设定值。这点应用在高功率因数控制电路中尤其重要，此时用一个小电感就能获得小于3的谐波畸变，并且即使电路模型由连续电流模式过渡到不连续电流模式，平均电流法也能很好地工作。噪声抑制能力强，因为当时钟脉冲使功率开关管开通后，晶振幅度迅速降到了一个低值。无需斜坡补偿，但为了电路工作稳定，在开关频率附近必须限定环路增益。平均电流法可应用在任意电路拓扑上，既能控制BUCK和Flyback电路的输入电流，又能控制Boost和Flyback电路的输出电流。若加入到PWM比较器的输入端的波形坡度不合适，功率开关控制电路就会发生次谐波振荡。峰值电流控制通过外加斜坡补偿来防止这种振荡；平均电流控制是由晶振幅度来提供足够的补偿坡度的。所以，用平均电流模式解决次谐波问题更为合适。在平均电流模式中为了抑制次谐波和限定开关频率附近电流放大器增益，在电路设计中必须遵循的一条标准是：接到PWM比较器的一个输入端的电感电流下降沿不能大于接到PWM比较器的另一个输入端的晶振幅值坡度。这也间接设定了最大电流环路增益的交越频率。13高效的带电流模控制的DC-DC转换器的设计第三章 斜坡补偿控制设计3.1斜坡补偿的慨述所谓斜坡补偿，就是在DC-DC转换器的电流反馈环路中加入斜坡电流，减小或消除由于电感电流的扰动而导致的系统开环不稳定等不良影响。峰值电流控制技术以其优越的输入电压和系统响应特性，极大地推动了DC-DC转换器的发展。但是，由于在占空比大于50%时电流环的不稳定性，使得这一技术受到了限制。为此提出了斜坡电流补偿技术，使电流环的不稳定性问题得到了改善。下面对降压型和升压型峰值电流模式控制DC-DC转换器的系统结构进行分析。3.1.1 降压型斜坡补偿原理从图3-1的系统结构中可以看到，峰值电流比较器（CC）的反相端输入信号为电感电流采样信号，同相端输入信号为误差放大器（EA）的输出与斜坡补偿（Slope）信号相减后的信号。斜坡补偿电路作为电流模控制DC-DC转换器中不可缺少的一部分，有其存在的必然性。以下将从电感电流特性中直观分析。图3-1 降压型峰值电流模控制DC-DC转换器系统结构在占空比D50%的情况下，如果电感电流受到一个扰动量I,从图3-2的波形上可以看到，最终扰动量被消除了，说明系统是稳定的。图3-2 电感电流受到扰动的情况（D50）如图3-3所示，在占空比D50%的情况下，电感电流引入的扰动量就会放大，说明系统是不稳定的。图3-3 电感电流受到扰动的情况（D50）如果引入一个斜率为-m的补偿电流，就可以在图3-4中看到，最终扰动分量被消除了。图3-4 引入补偿电流后的情况（D50）以上从直观的角度得出了定性的结论：通过引入斜坡电流，消除了D50%时系统的不稳定。以下给出定量分析结果。如图3-4所示，假设电感电流上升斜率为m1，下降斜率为m2，补偿电流斜率为-m，电感电流受到的扰动分量为I0，经一周期T后变为I1，系统在没有引入补偿电流时有： （3-1）引入补偿电流之后 （3-2）系统稳定的条件是： ,即 （3-3）可推出： （3-4）由图3-2知： （3-5）推出： （3-6）将式（3-6）代入式（3-4）得： （3-7）对于降压型DC-DC（如图31所示）来说，忽略开关导通压降，则有： （3-8） （3-9） （3-10）将式（3-9）与式（3-10）代入式（3-7）得： （3-11）从上述推导中得出重要的结论：只要斜坡补偿电流的斜率m满足公式（3-11），系统就可以稳定工作。3.1.2 升压型斜坡补偿原理通常斜坡补偿分两步进行：斜坡信号的产生和补偿。在图3-5所示的峰值电流模式升压型DC-DC转换器中，具体过程为：首先，振荡器（OSC）产生固定频率的锯齿波，输入到斜坡发生器（SLOPE COMP）产生分段线性斜坡信号，该信号与电感电流采样信号VSEN SE迭加后输入到峰值电流比较器（ICMP）的反相端，与电压外环设定的峰值电流（由VE决定）比较，输出控制信号，调节功率MOSFET的导通时间，最终使整个芯片的占空比保持恒定，系统得意稳定。图3-5 固定频率峰值电流模升压DC-DC转换器基本框图如果没有斜坡补偿，系统的稳定性如图3-6所示。其中实线和虚线分别表示稳定时和受到扰动时电感电流波形，D表示占空比（0D1），IE表示由误差放大器设定的电感电流峰值，K1、K2分别代表电感电流上升、下降斜率（K1、K20），I0是初始扰动电流。图3-6 未加斜坡补偿时电感电流波形一个周期后扰动电流变为: （3-12）n个周期后： （3-13）当D50时，K2/K11,当n增大时，In0，系统仍然可以达到稳定。但是当D50时，K2/K11，In，也就是说初始扰动电流将被无限放大，系统不可能稳定。如果在D50时，加入斜率为K（K0）的补偿电流，如图3-7所示：图3-7 D50时加入斜坡补偿后电感电流波形In可表示为： （3-14）由前面的分析可知，只需使,即 （3-15）就可以使系统稳定。又 （3-16）结合式（3-15）和式（3-16）,可以得到当占空比D50时，系统要实现稳定所需补偿的斜率与占空比的关系为: （3-17）从上述推导中得出重要的结论：只要斜坡补偿电流的斜率K满足公式（3-17），系统就可以稳定工作。3.3 DC-DC转换器设计3.3.1电路框图结构说明图3-7中，SW为开关引脚；FB为输出电压的采样反馈端；SHDN为停机引脚，连接到高电位以激活芯片,连接到地可停机。芯片内部主要模块包括1.25V的基准电压源、误差放大器、软启动、PWM比较器、环形振荡器OSC、斜坡发生器RAMP、RS触发器、过压保护、电流检测电路以及驱动电路，Q1为集成在芯片内部的功率开关管。为了得到优异的负载调整和瞬态响应，DC-DC转换器芯片有两个反馈回路，一个是通过外接的分压电阻得到输出端的反馈电压，输入至FB端与基准电压进行比较放大；另一个是从功率开关管的发射极电阻上取样，与误差放大器输出的控制电压一起来决定RS出发器的状态。在每个振荡周期开始时，RS触发器被置位，从而功率开关管Q1导通。一个与开关电流成比例的电压加到一个稳定上升的电压上，所得到的总和被反馈到PWM比较器的正输入端。当这个电压超过PWM比较器负输入端的水平时，RS触发器复位从而关闭功率开关管Q1。PWM比较器负输入端上的电压水平是由误差放大器来设置的，并且可以简单看成是反馈电压和1.25V基准电压之差的放大版本。通过这种方式，误差放大器设置正确的峰值电流水平以使输出稳定。图3-7 DC/DC转换器框图结构3.3.2电路模块设计分析上述电路是一个高功率，具有恒定振荡频率的基于电感的升压开关电源，具有PWM电流模式，工作频率可达1.5MHZ，内置过压保护，当电压超过门限值29V时电路关闭，另外还有软启动功能，下面对电路内部作简单的分析：1.启动部分（SHDN）图3-8 启动电路图电路如图3-8所示，SHDN脚低电位（小于0.4V）时，T12和T11不通，T13也截止，电路不工作，当SHDN给高电位（大于1.5V）时，先使T12和T11导通，由于T11和T12两管发射区面积比为8：1，T13导通，其集电结电流约为Vbe/R8=VT*Ln8/R8，电路启动工作。仿真波形如图3-9所示。图3-9 启动波形图2.基准部分本设计中采用了二管带隙基准电压源结构，R10、R11、T24、T26、R13和R14构成带隙基准，如图3-10所示。电路中三极管T26的发射区面积为T24发射区面积的4倍。通过运放调整使得X、Y两点的电位相等，所以IC1=IC2 =I0。图3-10 带隙基准结构图基准电压值计算如下：3.反馈（FB）图3-11 反馈电路图如图3-11所示，FB脚与基准通过T43,T37,T35,T36,T44,T45,T46,构成第一级比较器，从T42的集电极输出与振荡输出的三角波信号进行比较，直流切割，形成由T48,T47,T71,T72构成的第二级差分运放比较器。FB脚外围接电阻形成反馈，控制负载电位的输出。R66,R67,C4为RC补偿网络，比较器输出后进入锁存器。仿真波形如图3-12所示。图3-12 反馈波形图4.过压保护（29V）图3-13 过压保护电路图此部分是由三个稳压管与三个BE结和两个分压电阻构成，如图3-13所示，稳压管的电位为7V，总的电压保护值可算得：3*7+0.6*3+（1+R61/R58）*0.729.8VR61与R56分压，当SW脚电压小于29V时，T79,T31不通，电路正常工作，当SW脚电位高于29V时，T79,T31的BE结大于0.7V，则T79,T31导通，T31集电极电流增大，拉掉误差放大器的输出，开关停止工作，从而达到保护作用。仿真曲线如图3-14所示。图3-14 过压保护曲线图5.振荡器（OSC）和斜坡发生器的设计 振荡器产生恒稳的周期性时变的输出波形，作为控制功率管开关的时钟，设计中采用由五级倒相器构成的环形振荡器，保证功率管较快的开关速度。在2.6V的工作电压下，振荡器稳定工作，产生的振荡信号频率约为1.5MHZ，该振荡信号送至RS触发器的置位端S与清零端R信号共同作用后输出Q信号，经放大后驱动开关管可以使得输出电压不断上升。振荡波形如图3-15所示。图3-15振荡波形图斜坡发生器利用电容对振荡器输出的方波进行积分，可以直接得到所需的斜坡信号，斜坡的斜率由电容的大小来决定。产生斜坡信号的目的是对电路进行斜坡补偿，斜坡补偿是利用反馈电流的取样对振荡波形进行斜坡补偿的，是防止在占空比大于50%时电感电流的扰动随时间增加而增加，出现低次谐波振荡，保证电路稳定性。斜坡补偿波形如图3-16所示。图3-16 斜坡补偿波形图6.PWM控制电路的设计PWM控制电路包括误差放大器A1、PWM比较器A2、RS触发器和驱动电路DRIVER等模块，如图3-7所示。误差放大器采用的是双端输入，单端输出的差分放大器。PWM比较器的负端输入为误差放大器输出的误差电压，正端为电流采样电阻信号VR上叠加一个斜坡信号VRAMP,两者进行比较。当Vout大于额定输出值时，反馈电压大于平衡电压1.25V，使误差放大器的输出电压拉低，降低了PWM比较器负端的电压水平，使得PWM比较器输出信号的脉冲宽度增大，从而改变功率开关的占空比，输送较小的电流到Vout输出端，使得Vout维持在额定输出值附近，通过外接电容C2对负载提供稳定的电流。若输出端没有接负载，则误差放大器的输出电压会拉至低电位，PWM比较器输出信号持续为高电平，送至RS触发器清零，关断功率管Q1，Vout不再上升。通过FB端的反馈电压与Vref相互比较，实现对脉冲宽度的调制，使输出电位趋于稳定。7.软启动部分图3-17 软启动电路图如图3-17所示，C2是一个充放电电容，电路启动时，T6，T7处于导通状态，拉掉一级比较器的输出电位，使二级比较器输出高电位，从而使锁存器R端一直置高锁存，电路输出电压小。电容开始充电，充电电流与T3,T1的面积比有关，当电容上电压与一级比较器输出点电压差小于1.2V即2Vbe时，T6,T7截止，电路正常工作。8.电流检测电路的设计图3-18 PWM比较器如图3-8所示，在功率输出管T83发射极接一电阻值为64毫欧的电阻到地，反馈到PWM比较器的输入端，用来检测输出管电流，当输入电压变化时，反映为电感电流的变化，也就导致输出管电流变化，电流检测可以改变输出脉冲宽度，调整占空比，从而使得电压输出稳定。9.电路外围框图原理图3-19 外围框图结构工作原理：外围电路如图3-19 所示，当SW导通即开关管Q导通时，输入的直流电压VI全部加在电感L上（开关管的饱和压降不计）电感L中的电流IL也是开关管Q的集电极电流IC，并且IL是线性增长的，同时在电感L中储存了磁能，这时负载RL全靠电容器C2放电来维持工作，当开关管Q截止时，电感L中储存的磁能转换成了自感电压，自感电压的极性与原来的电流方向相同，在电感L的左端为负右端为正，这个自感电压与输入的直流电压VI串联相加后就是升压后输出的直流电压V0,这个升高的电压，经过二极管D输出其中一方面给负载RL用电，另一方面给电容C2充电，当开关调整管Q再次导通时，输入直流电压VI又给电感L补充能量，这时二极管D的作用就是阻止C2上的输出电压V0通过开关调整管Q短路而烧坏Q自身。当FB脚电位升高到1.25V（基准电压）时，输出电压便趋于稳定。3.3.3整体电路仿真用Cadence Spectre软件对电路图进行仿真，如下图所示。图中波形分别为电路在重负载和轻负载时的输出波形。图3-20中，负载较轻时，输出稳定时间短；图3-21中，负载较重时，输出稳定时间长。图3-20 轻载输出波形图3-21 重载输出波形仿真结果显示，芯片的开关频率为1.5MHZ，静态电流约为2.5mA，开关电流限制值为1A，转换效率可达81%以上，电路设计达到预定的指标要求。43第四章 版图和工艺的实现4.1版图设计的基本概述和原则4.1.1 版图的基本概述集成电路设计包括逻辑（或功能）设计、电路设计、版图设计和工艺设计。通常有两种设计途径：正向设计、逆向设计。正向设计是指由电路指标、功能出发，进行逻辑设计（子系统设计），再由逻辑图进行电路设计，最后由电路进行版图设计，同时还要进行工艺设计。其设计流程如下：1.根据功能要求进行系统设计（画出框图）；2.划分成子系统（功能块）进行逻辑设计；3.由逻辑图或功能块功能要求进行电路设计；4.由电路图设计版图，根据电路及现有工艺条件，经模拟验证再绘制总图；5.工艺设计，比如原材料选择，设计工艺参数、工艺方案、确定工艺条件、工艺流程。如有成熟的工艺，就根据电路的性能要求选择合适的工艺加以修改、补充或组合。工艺条件包括源的种类、温度、时间、流量、注入计量和能量、工艺参数及检测手段等。逆向设计又称解剖分析，其作用如下：1.仿制（在原产品的基础上综合各家优点，推出更先进的产品）；2.获取先进的集成电路设计和制造的秘密（包括设计思想、版图设计技术、制造工艺等）。逆向设计的流程如下：1.提取横向尺寸打开封装，进行照相（把电路产品放大数百倍分块照相，提取集成电路的复合版图）；拼图（把照片拼成整个产品的复合版图）；由产品的复合版图提取电路图、器件尺寸和设计规则；进行电路模拟，验证所提取的电路是否正确；如果模拟正确，可以着手画版图。2.提取纵向尺寸用扫描电镜、扩展电阻仪等提取氧化层厚度、金属膜厚度、多晶硅厚度、结深、基区宽度等纵向尺寸和纵向杂质分布。3.测试产品的电学参数电学参数包括电压、薄膜电阻、放大倍数、特征频率等。然后，在2和3的基础上确定工艺参数，制定工艺条件和工艺流程。4.1.2 版图的基本原则1.版面面积最小。从隔离区数目、隔离区面积、压焊点所需要面积及元件互连所需要的面积这四方面考虑，尽量减小寄生效应的影响，而且对提高电路的成品率也有好处。2.受隔离结寄生电容Cjs影响大的那些隔离区面积尽可能的小。3.电极引出线的排列必须与封装要求一致，在电路周围要均匀排列。在电路使用时需经常连在一起的两个引出线，应安排在相邻的压焊上，以减小外引线过长而引起的寄生效应。4.铝引线的排列应注意以下各点：尽量短些、宽些、在高频及高阻抗的电路中优先应注意这点；不能相交，无法避免相交时，可用交叉连线；为避免寄生耦合，铝线不能跨越管子，但可跨越电阻；为防止短路及减小场效应，铝线应尽量不在最后一次扩散层上跨越，可使铝线爬在厚氧化层上；布线图形越简单越好；电源线、地线、输入引线、输出引线、低电阻引线的铝条要宽些，引线孔要开得大些。甚至排为一排。5.PN结隔离的隔离槽必须接最低电位。6.所有电阻器原则上可放在同一隔离岛内，该隔离岛应接至最高电位以保证电阻器的PN结在任何条件下都处于反偏状态，且可减小寄生电容。7.集电区接最高电位的晶体管可放在电阻的隔离岛上，不必另设隔离岛，以减小面积。8.电路的输入端和输出端之间的间距应尽量安排的大些，防止输入级和输出级之间发生寄生耦合。这点在高频电路中应特别注意。9.对要求匹配，并且温度变化要求一致的晶体管（如差放中的对管、恒流源中的对管等），应放置在相邻区域并对称放置，其图形大小、方向、形状最好都一样。这样既减小了因材料和工艺中的不均匀性所造成的管子参数的差异，又能使管子的工作温度大致相同。考虑到后者，在发热元件布局时，应尽量分布得均匀一些，不使热量过分集中在芯片的一角。这点在线性电路设计中尤应引起注意。10.由于线性电路的通用性比逻辑电路差，所以在设计版图时应