（农业电气化与自动化专业论文）基于bicmos的单片开关电源管理芯片.pdf

摘要 单片开关电源自从2 0 世纪9 0 年代中期问世以来，以具有高集成度、高性价 比、最简外围电路、最佳性能指标等特点，显示出强大的生命力。电子产业、计 算机和通信等领域的飞速发展，成为开关电源朝着短、小、轻、薄方向发展的巨 大推动力。由此也促成了大力研发高性能、低功耗、高集成度型单片开关电源管 理集成电路的迫切需求。 b i c m o s ( b i p o l a rc o m p l e m e n t a r ym e t a lo x i d es e m i c o n d u c t o r ) 是一种结合 c m o s 与双极型器件结构在单一集成电路内的技术。它既保持了c m o s 电路在 功耗、噪声容限和封装密度上的优势，又获得了与双极电路相媲美的高开关速度、 强电流驱动能力和较佳的模拟电路性能。因此，近年来该技术正日益受到集成电 路( i c ) 业界的关注和高度重视。 本文设计的单片开关电源管理i c ，实现将脉宽调制器、带隙基准电压源、 振荡器、并联调整器、过电流保护电路等低压控制电路部分与高压功率管单片集 成化，并采用先进的b i c m o s 工艺技术，使单片开关电源i c 的性能得到提高。 本文对单片开关电源管理i c 的单元模块进行了反复的仿真试验，并达到了预先 设定的指标。所设计的单片开关电源管理i c 工作于脉冲宽度调制控制方式，即 p w m 控制方式。开关频率为l o o k h z ，输出信号占空比可在7 - 一6 8 的范围内进 行调节，电路正常工作温度范围是o 8 0 ，适用于中、小功率开关电源中。 本文根据单片开关电源管理l c 的性能要求，结合目前i c 的工艺水平，提出 了实现本文所设计的单片开关电源管理i c 的b i c m o s 工艺设计要点。 关键词：b i c m o s 技术；单片开关电源管理i c ；p w m 控制方式 中图分类号：t n 4 3 3 ；t n 4 5 3 a b s t r a c t s i n g l e c h i ps w i t c h i n gp o w e rs u p p l ym a n a g e m e n ti n t e g r a t e dc i r c u i t ( i c ) h a s s h o w n s t r o n gv i t a le n e r g i e ss i n c ei tc & m eo u ti nt h e1 9 9 0 。sb e c a u s et h ei ch a sm a n y v i r t u e ss u c ha sh i l g hi n t e g r a t i o nl e v e l ，m o s tc o s te f f e c t i v e ，l o w e s tc o m p o n e n tc o u n t s w i t c h e rs o l u t i o na n dh i g hp e r f o r m a n c e t h ei n s t a n td e v e l o p m e n to fe l e c t r o n i c i n d u s t r y , c o m p u t e ra n dc o m m u n i c a t i o ne t c f i e l di sg r e a ti m p l u st h a th a sb e e nm a k i n g s w i t c h i n gp o w e rs u p p l ys h o r t ，l i g h ta n dt h i n s ot h er e s e a r c ha n dd e v e l o p m e n to f h i g h p e r f o r m a n c e ，l o wp o w e rc o n s u m p t i o na n dh i g hi n t e g r a t i o nd e n s i t ys i n g l e c h i p s w i t c h i n gp o w e rs u p p l ym a n a g e m e n ti n t e r g a t e dc i r c u i tb e c o m eu r g e n td e m a n d b i c m o s ( b i p o l a rc o m p l e m e n t a r ym e t a l - - o x i d e s e m i c o n d u c t o r ) t e c h n o l o g y c o m b i n e sb i p o l a rd e v i c ew i t hc m o sd e v i c ee f f e c t i v e l y , s oi tn o to n l yh o l d sc m o s c i r c u i t sv i r t u e so fl o wp o w e r , h i g | li n t e g r a t i o nd e n s i t y , b u ta l s oo b t a i nb i p o l a r c i r c u i t sm e r i t so fh i g hs p e e ds t r o n gd r i v i n gp o w e r s ot h ei ci n d u s t r ya r ei n c r e a s i n g l y a t t a c h i n gm u c hi m p o r t a n c et ot h et e c h n o l o g yi nr e c e n ty e a r s a t y p eo fs i n g l e - c h i ps w i t c h i n gp o w e rs u p p l ym a n a g e m e n ti ci sd e s i g n e df o rt h e s w i t c h i n gp o w e rs u p p l y i ti n t e g r a t e sl o w - v o l t a g ec o n t r o lp o r t i o ns u c ha sp w m c o m p a r a t o r , v o l t a g e r e f e r e n c e c i r c u i t ，p a r a l l e l c o n n e c t i o n r e g u l a t o r , t h e r m a l s h u t d o w nc i r c u i te t c a n dh i g h v o l t a g ep o w e rt u b ei nt h es a m ei n t e g r a t e dc i r c u i t a d o p t i n gb i c m o st e c h n o l o g yi m p r o v e st h ep e r f o r m a n c eo f l c i nt h i sp a p e r , t h es u b c i r c u i t sa r ed e s i g n e da n de m u l a t e dc a r e f u l l ya n da sr e s u l t ， t h es u b c i r c u i ta n s w e rt h er e q u i r e m e n t st h a tw a ss e t t e d i na d v a n c e t h i si n t e g r a t e d c i r c u i tw o r k sa tp w mm o d et h a ti sa t h i g hf r e q u e n c yw i t hp u l s e w i d t h m o d u l a t i o n t h ew o r k i n gf r e q u e n c yi sf i x e da t1 0 0 k h z t h eo u t p u ts i g n a lo ft h e s i n g l e c h i pi cc a nb er e g u l a t e df o r m7 t o6 8 a n dt h en o r m a lw o r k i n g t e m p e r a t u r ei so 。c - 8 0 c t h i sm a n a g e m e n ti cc a nb eu s e di nm i d d l eo rl o wp o w e r s w i t c h i n gp o w e rs u p p l y a c c o r d i n gt ot h ep e r f o r m a n c er e q u i r e m e n to fs i n g l e c h i ps w i t c h i n gp o w e r s u p p l ym a n a g e m e n ti ca n de x i s t i n gt e c h n o l o g i c a ll e v e lo fi c ，t e c h n o l o g i c a ld e s i g n p o i n tu s e dt ot h ei cc i r c u i ta r ec o n c i s e l yp r o p o s e di nt h i sd i s s e r t a t i o n k e yw o r d s ：b i p o l a r c o m p l e m e n t a r y m e t a l o x i d e s e m i c o n d u c t o r ( b i c m o s ) t e c h n o l o g y ，s i n g l e - c h i ps w i t c h i n gp o w e rs u p p l ym a n a g e m e n t i n t e g r a t e dc i r c u i t ，p w mm o d e 江苏大学硕士学位论文 第一章绪论 1 1b i c m o s 技术的研究进展 在集成电路( 配) 按术发袋豹裙期，绝太多数的l e 芯片都怒逶遥采霜双辍 型晶体管( b j t ) 来实现的。用双极技术虽然可以制造出速度t 离、驱动能力强、 模拟精度商的模拟器件，但是其功耗高和集成度低的缺点阻碍了在超大溉模集成 瞧路( v l s i ) 中的应用。直至2 0 世纪7 0 年代零期金属氯化搦半导体 u t n 3 ( ( 椭3 为v n 3 管的开启电压) 时，v n 3 管导通，接着v t 2 管的基区存储电 江苏走孝硕士擘锭论文 蕊经v n 3 管构成的通路迅速释放至4 地电健，加快了v t 2 截止。芨之，当竣入为 商电平时，v n 2 管导通，给v l 提供基极电流，使v t 2 辱通。同时，v p i 截止， v t l 管毽藏壹，v n l 管等逶，为v 鼍譬撬镶了释敷基辍 筝褚毫赘豹逶露，缩短了 v t 。管的关断过程，输出为高电平。由此糟来，图3 6 中两个推拉式输出级的n p n 黧晶体管不会同时导通。圈3 7 给出了改进型标准b i c m o s 反褶器的碣、的仿 真波形。 4 o v 2 0 v 0 v 圈3 6 带有附加n m o s 管b i c m o s 标准反 相器电路 篾：焉一扣。瓢；、，一爵稃写篾：j ：f f 0 ￥* 辛j 0 冀- ：澄妊：| = = = 、h 斗 薯：糕 ，叶 善= 薅i ：翟糕一j 一：。争 0 ss o n $ 口ve u 工ov u t o 1 0 0 n f 纽t 闭3 ，7 标准b i c m o s 输入输出波彤 3 4 2 典型畿b i c m o s 岛j 门和或i 门 根据以上标准b i c m o s 反棚器电路结构设计的思路，并以两输入端c m o s 与蓦门秘或菲门瞧路荛纂礁，缮裂典型懿b i c m o s 与菲门霸b i c m o s 袋藩门莲 路。该电路如图3 8 所示，由于门电路输出级两瞥轮番导通，逻辑门静态功耗接 近于零。在同祥静设诗尺寸下，它们酶速度将更俊，平均传输延遴仅为十凡缡秒。 静态功耗近似为零，动态平均功耗约有l 2 m w ，同时输出级b j t 管具有较强的 带负载能力。 2 l 江苏大学硕士学位论文 图3 82 输入b i c m o s 与非门电路 幽3 92 输入b i c m o s 或非门电路 3 4 3b i c m o sr s 触发器 基本r s 触发器是最简单的静态触发器。它靠电路状态自锁存储数据。由以 上设计的b i c m o s 或非门易于组成b i c m o s 型的r s 触发器。如图3 1 0 所示为 r s 触发器框图。它由两个或t e - f 7 组成。s 端为置位端，r 端为复位端。q 、9 端 为输出端。定义q = 1 、q = 0 为触发器的1 状态，q = o 、q = 1 为触发器的0 状 态。触发器电路如图3 1 l 所示。改电路对应的真值表如表3 1 所示。当s = i 、r = 0 时，q = 3 、q = o 。电路保持l 状态。当s = 0 、r = i 时，q = o 、q = 1 。在r = i 信 号消失后，电路保持0 状态不变。当s = 0 、r = 0 时，电路信号不翻转保持原状态。 图3 1 0r s 触发器框图 s尺 矿矿“ o0 0o 0011 100l lo11 o1oo 0l1o i】0 o + l l10 + 江苏大学硕士学位论文 图3 1 1 r s 触发器电路圈 3 4 4 全摆幅b i c m o s 逻辑门 6 1 以上设计的b i c m o s 逻辑门虽然实现了高速和低耗的性能，但输出电压摆 幅限制为( u d o - u b e ) 【，b e 的范围，造成噪声容限和后级电路速度性能的减弱。 且当电源电压按比例降低时，这一约束将变得极其苛刻。为此需要采用行之有效 的技术予以改进。 3 4 4 1利用瞬时饱和技术实现全摆幅输出 利用瞬时饱和技术实现全摆幅输出的b i c m o s 反相器的电路结构图如图 3 1 2 所示。该电路设计的最大特点是【7 1 ：b j t 的瞬时饱和现象仅发生在状态转换 阶段，这一技术在提高电路的速度性能上显示出较强的优势。 以上拉工作周期为例当输入端由低电平跳变到高电平时，v n 2 导通。v n 3 管因输出端在初始时刻保持在低电位而继续保持导通状态，v t 2 的基极则通过 到接地端的导电路径而充电，负载电容将继续经v t i 放电，直到输出电压被 上拉到接近电源电压值。当上拉过程完成后，v n 3 管经由i n v 2 从输出电压返回 的低电平反馈信号而关断，从而切断了直流电流的导通路径，使静态功耗为零。 同时，束缚于v t 2 基区内的剩余少数载流子电荷迅速通过v n 4 耗尽，避免了下 一下拉转换速度的衰减，也使得输出级b j t 仅在状态转换瞬间才会瞬时饱和导 通。根据以上分析可知，b j t 晶体管v t 2 在不牺牲任何速度性能的情况下实现 了上拉工作。 江苏大学硕士学位论文 图3 1 2 瞬间饱和式全摆幅b i c m o s 反相器 电路结构具有对称性，下拉阶段的工作情况同样亦可按照与上拉工作完全一 样的方式作出解释。综上所述，因为输出电压分别拉升或拉低至一个接近于v d o 或接地端的电压值，从而实现了电路的全摆幅工作。 3 4 4 2 利用分流器件实现全摆幅输出 本电路结构的设计思想是：利用反馈网络抑制深饱和【8 】o 具体电路如图3 1 3 所示。其工作原理简速如下：当输入为高电平时，v n l 管和v n 2 管导通，v n 3 管、v p l 管截止。输出级v t 2 管因v n 2 管的导通，使其基极获得足够的电流而工 作于饱和区，v n 5 管和v t 2 管导通且同时为输出提供下拉电流，加快了放电速度。 可见，v n 5 构成了v t 2 管的一个跨于集电极一发射极之间的分流网络，将输出电 压拉到0 v 。输出级v t l 管开始进入截止状态，此时v n l 管构成了v t l 管基区存 储电荷的放电回路，使其迅速关断。当输入为低电平时，v p i 管、v n 3 管导通； v n l 管和v n 2 管截止。接着，v t l 进入开启状态，输出电压上升。v n 4 管、v n 5 管组成c m o s 反相器结构形成级间反馈网络。此时，v n 4 管开启，起到为v t ， 管的集电极一发射极分流的作用。最终使输出电压上拉到电源电压d 。同理， v n 3 管导通形成v t 2 管的基区存储电荷的放电回路，使其快速截止。 综上所述，该电路结构实现了电压全摆幅输出。并利用p s p i c e 对b i c m o s 反馈分流全摆幅反相器的瞬态特性作了模拟验证，如图3 1 3 所示。同时在下拉 管v t 2 管工作时，v n i 管使上拉部分的v t l 管快速关闭；在上拉部分v t i 管工 江苏大学硕士学位论文 作时，v n 3 管使下拉部分v t 2 管快速关闭，提高了电路的工作速度 9 1 。该电路经 简单结构变换可实现多输入扩展。 v n 2 v n 3 幽31 3 带反馈分流网络的b i c m o s 全摆幅反相器 g t , f o s一f，： 氏- 孝萼 一f 一； 一士： 二j 二二p 9 一i _ ， f 一 r：矗 ：f ：i i：t 1 ： ： f ： l： l 一： 一i ： ：矗 匕一卜： 七一j _ i 。 、： l m e 图3 1 3 反馈分流式全摆幅反相器瞬态响应 3 4 4 3自举式全摆幅b i c m o s 反相器【1 0 1 该电路结构如图所示，图中自举电容c 连接于节点a 与v p ，漏极之间，另 外上拉部分v 如、v p 6 的源极和衬底也一起接到a 点。该反相器的工作原理现 分析如下：当“i 正跳变瞬间，由于v p s 导通，自举电容c 被充电至d ，先前 导通的v t 8 基区存储电荷经此刻导通的v n 5 放电，而v p 6 截止。阻塞驱动v t s ， 使v t 8 可靠截止。与此同时，v p 3 导通，v n 3 截止。由于加正跳变前输出o 处 于高电平，所以经c m o s 反馈门，驱动v p 4 也导通，但v n 4 截止，此刻v d d 经 v p 3 、v p 4 驱动v t 9 ，使v t 9 迅速饱和，”o 接近于0 v 。这时，, r o 又经反馈门使 v p 4 截止，v n 4 导通，为v t 9 提供基区电荷快速释放回路。同时避免了2 0 在下 江苏大学硕士学位论文 | i 至| 3 1 4自举式全摆幅b i c m o s 反相器 一个上拉期间流过v t s 、v t 9 的短路电流。当负跳变瞬间，v p 6 导通，v n 5 截 止，v t s 基极电位此刻经c 自动抬高约d ，而g o 经此刻导通v t 8 的快速充电 到o ，因为v p 7 导通，使“o 此刻保持高电平d ，所以实现了高速、全摆幅运 行。该b i c m o s 反相器的自举电容c 可按下式选配： c 。2 7 5 【c b + ( c 删】，式中o 、p 分别是v t 8 发射结电容及共射电流增益，a ， 是电路的负载电容。 上文所提b i c m o s 反相器电路的主要性能指标：功耗p d 、输出摆幅u p p 、平 均时延t p d 和延迟一功耗积d p 。对其作硬件电路实验并进行测试，将数据列于表 3 2 中。为了便于比较，将常用的由两个m o s 器件构成的高速c m o s 反相器( 表3 2 三种反相器实验数据对比表 电路p d m w u ，v tp d ，n s d w p j 类别 s i m u v a l e x pv a l s i m uv a l e x p v a s i m uv a l e x p v a l s i m uv a l e x o v a l c m o s i n v1 4 6 31 4 8 51 8 6 31 8 15 9 4 7 7 9 4 8 6 1 3 8 6 41 4 1 0 9 幽3 , 6 2 6 f 3 2 6 7 31 7 4 li 7 3 43 8 9 l3 9 2 21 0 1 s 41 0 4 9 5 l 圈3 1 42 9 9 23 1 9 41 9 5 51 9 8 01 8 3 31 9 1 65 4 7 86 1 0 3 7 4 h c 系列，它是目前国产c m o s 反相器中性能较好的一种，与所提出电路在速 度、功耗性能上具有可比性) 也- - n y 0 出。进行试验时，负载电容均设置为l p f 。 江苏大学硕士学位论丈 由实验数据可见，与c m o s 反相器和标准b i c m o s 反相器相比，自举式全摆幅 b i c m o s 反相器的t p d 仅约为1 8 3 1 9 1 n s ( 与目前速度最快的e c l 门接近) ，开 关速率比标准b i c m o s 反相器提高了近一倍；功耗比c m o s 反相器大1 5 3 1 7 1 m w ( 由于改进结构，增加晶体管所致) ，但它的延迟一功耗积d p 值却降低 了，约为标准b i c m o s 反相器的5 8 1 。 3 4 ，4 4自举式全摆幅b i c m o s 与非门和或非门 将上文的b i c m o s 反相器的上、下拉部分c m o s 反相器改为c m o s 与非门， 再相应改变上拉部分v p 6 、v n 5 等的连接方式，并配置d a r l i n g t o n 管( 图中虚线 框出) ，就构成了两输入端自举式b i c m o s 与非门，如图3 1 5 所示。其工作原理 分析如下：当两个输入u i l 、“1 2 均为高电平，则图中串联的n m o s 管v t 2 导通， 输出幻为低电平。当两输入l 、甜1 2 中有一为低电平，则图中串联的n m o s 管 通路因一管截止而断开，同时并联的p m o s 管中有一导通，这使v t l 导通，v t 2 截止，输出“o 为高电平。因此，该逻辑单元的逻辑表达式为= “- “，：。总之， 这种自举式、配置d a r l i n g t o i l 器件的b i c m o s 门不但实现了与非逻辑功能，而 图3 1 5自举式全摆幅b i c m o s 与非门 且可通过自举电路和输出逻辑摆幅略小于图3 1 4 中电路。因为不同逻辑功能的 门单元仅仅取决于b i c m o s 中c m o s 部分晶体管的串联或并联配置。该结构同 江苏大学硕士学位论文 样可以用于实现两输入端自举式b i c m o s 或非门，其电路如图3 1 6 所示。 图3 1 6自举式全摆幅b i c m o s 或非门 江苏大学 第四章单片开关库电路的设计 4 1 带隙基准电压源的设计 基准电压源是本文设计的集成 出电压作为电路中振荡器、并联调i 电压，故其本身的精度和稳定性直 4 1 1 设计思路 对基准电压源的要求是能产生 能力，低温度系数( t c ) 和较高e 抑制能力之大小) ( p s i t r ) 等都是 以往的设计中，常用反向击穿齐纳 极管电流来抵消电源电压的变化。 m o s 工艺中利用增强型m o s 管_ 手【_ ! 电压，这样一来有较低的t c ，但 输出参考电压值不易控制。同时耗 漂电压在m v 数量级，电压温 硅半导体材料本身固有的特征电压 的温度系数。另外，从温漂电压考 绝对值相近的器件或电路，两者通 电路温度系数近似为零的目的。 根据上述思路，本文设计的基、 比提升电路和启动电路这3 个部分 4 1 2 基本原理 本文采用的是带隙参考电压湃 相对于工艺、电源电压以及温度的 设计带隙参考电压源电路，使 u a - l n n 是两个工作在不同电流密度。 差值。在室温下，0 u s e c 3 t - - 2 2 r 压的温度系数为一2 2 m v 。然币 比。室温下，a 昕a ，+ 0 0 8 5m 、 ：单元。由于基准源的输 电路等部分的比较基准 ；度和温漂等性能指标。 好的温度特性和抗干扰 电源电压波动时电路的 懑的重要性能指标。在 ，通过调节流过齐纳二 电压。另一项技术是在 碉值电压差来产生基准 子注入浓度的影响，使 主流c m o s 工艺，且温 c 。本文设计思路以 导体材料本身具有一定 玉的温度系数相反，但 温度补偿，以达到总体 压产生电路、电源抑制 参考电压源的输出电压 ；工作原理如下： ：e + n 2 ( u t l n n ) 。这里 r ) 基极一发射极电压之 管的基一发射结产生电 o ) ，其与绝对温度成正 = 1 选择i n n 使( a z l n n ) 江苏大学硕士学位论文 ( o 0 8 5m v ) = 2 2m v ，亦即i 彻z 1 7 2 ，这表明零温度系数的基准电压 为【，娃f 4 e + i7 , 2 u t 1 2 3 v 。 本文设计可以实现e 和1 7 2 u t 相加的电路，如图4 1 所示。设基极电流 可以忽略，晶体管v 丁2 是由疗个并列b j t 单元组成，v t i 是一个b j t 。且设d r 0 i 和0 - 0 2 相等，则f i = r l n e 2 ，即月l ，= u b e l u b e 2 = u - r l n n 。所以，u 0 2 = u b e 2 + 6 v i n n 。这意味着：若i m 一1 7 2 ，u 0 2 就可作为与温度无关的基准电压( 当【，o l 和【，0 2 保持相等时) 。 将图4 1 作两处修改后，改进型基准电压实用电路图如图4 2 所示。现分析 如下：首先，必须设计一种电路以保证u o l = u 0 2 。其次，由于l m a l 7 2 ，结果 使 值过大，故需要按适当的比例增大r 1 = u r l n n 项。此处，放大器a 1 以酞 和仉为输入，驱动r 2 和飓( 尺2 = 飓) 的上端，使x 点和y 点的电压值近似相 等，基准电压可以在放大器输出端获得。根据对图4 1 的分析，有u b e l 一e 2 = 昕i n n ，从而得到流过图4 1 右边支路的电流为u t l n n r l 。因此，输出电压为 吣：+ 半( r 训也e 2 + ( 仙”) 【1 + 百r 3 ) 图4 1 基准电压的基本原理图 图4 2 基准电压的实用原理图 4 1 3能隙基准电压源电路 本文设计的b i c m o s 能隙基准电压源一方面利用了双极型器件b j t 的温度 特性，即b j t 的基极一发射极电压巩e 呈负温度系数，而两个b j t 工作在不同的 工作电流时，它们的基极一发射极电压差u b e 正比于绝对温度，从而可获得温 度系数很小的基准电压；另一方面提高了电源抑制比。由于提高电源抑制比电路 江苏大学硕士学位论文 部分和启动电路采用了c m o s 器件，故保证了高输入阻抗、低功耗的良好性能。 因此，b i c m o s 工艺技术的运用和电路结构的优化设计，使b j t 和c m o s 器件 在同一电路中发挥各自的性能优点成为可能。于是，设计的b i c m o s 能隙基准 电压源电路图如图4 3 所示。 图4 3b i c m o s 能隙基准电压源 在图4 3 中，m o s 管v p l v p 6 、v n l 、v n 2 、v t l v t 3 构成能隙基准电压源的核 心部分。由于双极型晶体管j e 结压降约为0 7 v 左右，若使用n m o s 管作为输入 对管，则易使m o s 管不工作在饱和区。因此，采用p m o s 管作为两级差动输入 对管。这样在获得良好的增益参数的同时，还具有比n m o s 管更好的1 f 噪声 特性，并且有利于电源抑制比的提升【- 。 当电路处于平衡状态时，通过c m o s 电流镜( c m ) 的作用，使流过v t i 、 v t 2 和v t 3 的电流相等。设该电流为，则有： u b e 2 = u b e i + 豫l ( 4 1 ) ，_ ( u b e 2 一u b e l ) r i ( 4 2 ) 设v t i 的发射区面积是v t 2 的肘倍，则 ，= 望ql i l 喜m i s ( 4 3 ) e 2 ：坚l n _ i ( 4 4 ) 江苏大学硕士学位论文 将式( 4 3 ) 、式( 4 4 ) 两式代入式( 4 2 ) ，则得： k rl i l m qr l 所以 ( 4 5 ) u r e f = 衄z + = 了k t l r 2 l n r m + ( 4 6 ) 在式( 4 6 ) 中，因第一项为f 温度系数，第二项为负温度系数，故适当选择尺2 佃1 和m 之值，可满足坼。f 在一定温度下的t c 值近似为零。为此选定v t l 的发射极 面积是v t 2 的8 倍，r 2 的阻值约为r l 的8 2 8 倍，则可做到【钿的温度系数约为 零。 以上核心电路通过温度补偿措施，大大降低了温漂对输出电压的影响。另外， 对于电源电压的波动该电路具有一定的抑制能力，具体是通过v t i 、v t 2 、r 1 以 及差动放大电路所形成的深度负反馈来实现的。但当电源电压变化时，其稳定性 有所下降。为了提高电压基准源的精度，设计了提高电源抑制比( p s r r ) 电路， 将能隙基准源的核心电路置于内部校准电压u 。下工作。设芯片的电源电压d 升高，这必引起升高，则节点a 。、a 2 因其各自所接电路结构不同，使相对 电压发生变化，通过由v p 7 、v p 8 、v n 3 、v n 4 组成的差动放大电路放大，使得 流过v n 5 的电流增大，这样形成负反馈，最终将使“降低，即实现了负反馈。 由此可见，节点a i 和a 2 电位差越小，两级差动放大电路的增益越大，负反馈越 深，电压，r e 就越稳定，亦即输出电压对电源电压d 变化的抑制能力便越强1 2 。 当电源电压o 接通瞬间，会出现无电流流过各支路的情况，此时a ，点为 高电平，而k 处于低电平，各部分电路都不能正常工作。因此，电路设计了启 动部分。当电路接通后，由于节点a 3 为高电平，为低电平，所以v p 管导 通，随后v n 7 、v n 3 都导通， i n 8 的导通使得节点a 3 电位下降，从而使v p 9 和 v p l o 导通，结果电位上升。节点山的降低又使v p l 、v p v p 6 都导通，电 流镜进入工作状态，即各支路都导通，电路达到工作平衡点，而v n 6 的导通和 u 。电位的升高，使v n 6 v n 8 、v p i l 在电路正常工作后便进入截止状态，实现自 动关断，避免了额外的功耗。在设计启动电路时，各m o s 管的宽长比选择还需 考虑使启动瞬间电流不宜过大，不超过正常工作电流的3 4 。 江苏大学硕士学位论文 任何运放都存在着失调电压u o s ，它会使输出电压产生误差，这里u o s 被量 化为： = 鲁( 等i n m 一s ) + u b m ( 4 - ) 可见【，o s 被放大了r 2 r i 倍，在k 中引入了误差。更重要的是，s 本身 随温度变化，增大了输出电压的温度系数。失调电压主要来源于运放的有限增益、 电阻之间的不匹配、运放输入级晶体管闽值电压的不匹配等因素1 2 ”。尽管实际的 s 很难完全消除，但可设法使其减小。首先，适当提高运放增益和细致的版图 设计可以有效地减小失调电压u o s ：其次，v t l 和v t 2 的集电极电流比率可以设 置为m ，使u b e = u tl r l ( 翻) 。 在本文工艺设计中，电阻采用多晶硅材料形成薄膜电阻。这种电阻的寄生电 容很小且与电压无关，温度系数为+ 1 5 0 0 p p m 。c 。由于采用扩散掺杂法制作不 利于提高该类电阻的精度，因此本文选用离子注入的掺杂工艺。 4 2 振荡器的设计 单片开关电源管理芯片是通过输出一系列变化的占空比的数字波形来控制 内部集成的功率m o s f e t 开关，该芯片最后达到了控制整个系统的目的。而振 荡器是芯片的核心部件之一，它影晌着电路信号的处理性能，也决定了占空比的 频率。对振荡电路的要求是在电源电压、温度、负载、工艺和环境变化或漂移的 情况下仍能产生频率稳定的输出信号。 4 2 1 设计方案 振荡器的种类很多，考虑到集成电路的制作工艺和电路需达到的目标要求， 本设计采用对内部电容充电和放电，使电容两端电压线性上升和下降的特性，形 成脉宽调制器所需的锯齿波。此外振荡器还产生方波来开启功率开关管，同时输 出窄脉冲提供整个电路的时钟信号，即振荡电路的功能是在固定偏置下起振，以 稳定的振荡频率输出锯齿波、窄脉冲波和方波。为了减小电磁干扰并提高开关电 源的效率，振荡频率选定为1 0 0 k h z ，要求实际频率在9 0 - - - 11 0 k h z 之间【2 2 l 。常规 的驰张振荡器利用电压比较器控制充放电过程的转换，而本文利用电流比较器的 高频特性，控制充放电过程的转换，改善了i c 的性能指标，使输出波形更为理 想。设计方案为：首先通过电流比较器产生电压信号，控制电容的充放电过程的 江苏大学硕士学位论文 转换，然后通过电流源提供电容的充电电流，最后用电压比较器来产生方波。 根据以上设计方案，振荡器主要由以下几个功能模块组成：基准电流源、电 流比较器、控制电路、恒流源、充放电电路和电压比较器等。 4 2 2电路结构与分折 1 ) 基准电流源 在上一节设计的带隙基准电压源提供了低温度系数和高电源抑制比的带隙 基准电压f 。在此基础上，采用以电流源作负载及具有反馈网络的差动放大器、 镜像电流源及共源一共栅放大器组成了基准电流源【2 “，如图4 4 所示。在深度负 反馈网络作用下，a 点电位和k 相等且差动放大器输出稳定的电压。v p 3 、v p 4 、 v n 4 、v n 5 、r 1 以及v p 8 、v n 6 组成镜像电流源，为v p 6 和v p 9 提供偏置并起电 流的镜像作用。v p 3 、v n 4 的宽长比和v p 8 、v n 6 的相等。电阻r 2 是采用离子注 入工艺的多晶硅电阻。在以上条件下，流过电阻r 2 的电流为稳定的电流即 i r z = f r 2 。在v p 7 与v p 5 的宽长比相等的情况下，通过镜像电流源作用，可得 到k r _ 垃= u , o f r 2 。 图4 4基准电流源电路 2 ) 电流比较器的工作原理 电流比较器的电路结构如图4 5 所示。图中v t l 、v t 2 、v p l 组成电流镜。k f 为基准电流源的输出信号。将电流k f 与，2 ( 流过v t 2 集电极的电流) 比较，输 出控制电压2 。电压魄2 与，r c f 、h 的关系如下： 江苏大学硕士学位论丈 翟岵 u 卜鼍 吣吣器e x 一= 器唧s ， 吣 景唧时卜 ” 将式( 4 8 ) 代入式( 4 9 ) ，可得： = 半e 冲 半 一- u a 式中，s l 、s 2 分别为v t l 、v t 2 反向饱和电流，l 为流过v t i 集电极的电流。 u a 为v t l 、v t 2 的厄利( e a r l y ) 电压，u a 的典型值范围为5 0 v u a k f 时， u c 2 迅速升高。经k t 、2 电流比较，可将输出电压信号，c 2 用于控制开关管，从 而控制电容的充放电过程【“1 。 3 ) 振荡电路 由以上分析可知，本文振荡电路中电流比较部分充分利用了b j t 的电压与 电流特性，使输出波形更为理想。同时其他电路部分均采用c m o s 器件构成， 以达到高集成度和低功耗的目的。但这样的集成电路单元必须依赖于b i c m o s 工艺技术加以实现。 振荡器电路如图4 6 所示。电路的左边是由v p l 、v p 2 、v n l 、v n 2 组成的独 立于偏置电路的电流源，为控制电路提供了稳定的偏压【”1 。v t i 、v t 2 、v p 3 、 江苏大学硕士学位论文 v p 4 组成电流比较器，并由基准电流源提供参考电流k f ，使电流比较器的精度和 稳定度都非常高。v p 3 、v p 5 、v n 3 v n 5 组成压控电流源，以实现对开关部分的 控制。电流镜由v p 6 、v p 7 、v n 6 、v n 7 组成，v n s 管起到开关管的作用。电路 的下半部分模块起电压比较作用，其反相输入端的信号来源子基准电压源，这同 样有利于提高振荡器的精度和稳定度性能。 一量一一 。 图4 6b i c m o s 振荡器电路 电路的工作原理简述如下：当u c 2 ( v t 2 集电极的电位) 点的电压低于v n 8 管的阈值电压时，开关管关断，流过v p 7 管的充电电流对c 1 充电。使得u o 。逐 渐上升，经过压控电流源的电流减小，从而被分流后流过v t 2 管的电流逐渐增大， 形成电路的充电过程。当流过v t 2 管的电流大于k f 时，电流比较器的输出节点 c ，c 2 高于t n 8 管的闽值电压，开关管闭合，电容c i 放电，则u c 2 迅速下降。因此 压控电流源的电流迅速增大，仉；。电压降低，直到开关管断开，完成电路放电过 程。如此循环充放电过程，最终在u o 。输出端得到稳定的锯齿波。将此信号作为 一个输入信号，经过电压比较器电路作用，在输出端u u x i n g 得到方波。本电路中， 泄放回路由一个开关管组成，其延时与比较器的传输延时相比可忽略不计，具有 高速特性的电流比较器的应用使转换时间大大减少了。 江苏失学颈毒学驻论文 由憩鼹结粕霹舞，摄荡凝率馥l 鞋下溺索决窥：磁。输出静最商电平鞫簸糕电 平麴差德、c l 电窖的大小和充电电流。乓。输出的最高魄平和最低电乎的差值越 套，羹鼋频率趑大。电容a 的德越大，剐兖敖惑掰嚣对阕戆长，频率越羝。充电 电滚越大，裂变邀速凄越挟，频率越鑫。 4 3 并联调整器的设计 鲡葭文翳逑，并联谲攫器怒戮了误蓑效太戆豫矮。它褥爰搂魏实舔憩篷写交 舆有温度 偿的繁昧基准瞧压源输出氆耀比较，劳将差链进行放大，从耐产生与 锯齿波撩阮较豹攘毹镄号。本文对并联谶整器需实现静爝盏要求不赢，可省去输 整驱动级。 4 3 1 设计思路 并联谖整器兹缮蕊氆控裁辩斡袭态阻抗疆定。控毒g 辫上超邃供给龟溅瀚舔部 分电流将幽并联调整器分流并作为误蓑信号流过分压电阻。并联调整器辫求实现 魄源电惩在4 。7 v 一5 7 v 范霭变徽瓣绩躐下，褥到写锯齿波襁耽较盼诿差信号。被 放大的误差信号变他范围霈在镪拨波的叛蝠大小以内。熙此设计运算放大爨工 擘 予闭环状态，葵熬体奄踌的放大倍数为5 倍。嘏路串商负反馈，掰要求寄足够大 熬野环增蔻。设嚣电路翁开环增益达到7 0 d b 数上。毫路工作中输囊脉 孛宽凄调 制波调蹩的角频率为7 k h z 。设计时对遂簿放大器的频率响应谴魔要求爿；高。电 薅工佟过程是德嚣毫臻援筷稳定镶置，将窀源奄雉采搀毽与基准惫垂篷输a 两缀 运放电路，电路避行比较并放大误差，然后再邋过滤波电路输出电压信号。 稷攒主述设计思路，菇联诵蘩爨主要塞穰嚣电臻、媛算效大器移滤波毫癸等 媳成。 4 3 2 并联调嫠器电路 运算藏大器哥潋分为b j t 粒m o s 嚣耱类型，表毒。l 中绘出了这秀类运篓教 大器的媳型技术参数。从这些参数出缴，选定对核心电路为c m o s 电路，进行 瑟体毫鼹懿设计。霆4 7 舞该啦踌蘸毫鼹蕊。输入缓采穗差努窀路，可敬善臻声 和失调性能。但滚动放大器的电压增蘸邋常不剐6 0 d b ，所以遮放采用两级放大 毫路。v 魏、v 1 7 、v n l v 积q 缀盛聪缓薮太遗露，楚并联谲整嚣辩梭心部分。 运算放大器的第一级为双端输入单端输出结构豹羞动放大电路，n m o s 管v n l 、 v n 2 缀成镜像电流漏干管慈动放大电路的肖源负载，提高了放大倍数且不需矫接元 江苏大学硕士学位论文 件就将双端输出的差动信号转换成单端输出，两个输入端分别是基准电压信号 表4 ，1b j t 和c m o s 集成运放的典型技术参数 运放的技术指标 b j t c m o s单位 差动增益a d 8 06 0分贝( d r ) 单位增益带宽g b ll 兆赫( m h z ) 输出阻抗b 。 l kl o o kq 输入差模阻抗， 1 m1 0 1 2n 输入失调电压。 51 0 m v 输入失调电流 f 0 00n a ( 1 0 9 a l 功耗p d o 1 05m w p s r r ( 电源抑制比) 8 08 0d b 相位裕量( 单位增益) 6 06 0 度( c l = 2 0 p f ) c m r r ( 共模抑制比)1 0 01 0 0 d b 转换速率( c l = 2 0 p f ) 1l v i j s 稳定时间( c l = 2 0 p f ) ，d p 1i t s 圈4 7 并联调整器电路图 ，o 阢。l 和经分压取样后的电源电压的采用信号u 1 1 2 ，即变压器次级线圈反馈的 c 端电压。但采用两级电路的缺点是具有两个高阻节点，这两个点就是图中的a 点和b 点，这表明电路存在两个主极点，从而降低了运放的相位裕度，因此在a 、 3 8 江苏大学硕士学位论文 b 两点之间引入密勒电容q 。通过c