模拟同步发电机特性的逆变器并联技术研究.pdf

南京航空航天大学 硕士学位论文 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术研究 姓名 杨伟 申请学位级别 硕士 专业 电力电子与电力传动 指导教师 邢岩 2011 01 南京航空航天大学硕士学位论文 i 摘 要 近年来我国铁路运输蓬勃发展 机车用电设备种类和数量显著增加 对机车电源的供电容 量和供电的安全稳定性提出了更高的要求 机车供电电源并联运行成为机车电源的发展趋势之 一 但机车辅助逆变电源的功率较大 输入端直流电压比较高 动态变换比较频繁 输出端电 压波形质量要求较高 且辅助逆变电源布局分散 工作环境电磁干扰较大 因此 针对机车电 源的工作特点 研究了适合机车辅助电源并联运行控制方法 本文研究了同步发电机的输出有功功率与输出电压频率之间的关系 分析逆变器无互联线 下垂控制与同步发电机自调频特性的相似性 建立了三相逆变器数学建模 给出了基于旋转坐 标变换下的电压电流双闭环控制参数的设计 使得系统性能得到提升 研究了三相逆变器的功 率计算方法 大大提高了功率计算的准确性和实时性 并给出了功率调节参数的计算方法 分 析了并机电感的对并联性能的影响 在Matlab Simulink软件环境下对并联系统进行了建模仿真 分析了三相逆变器无互联线并联的关键影响因素 功率计算环节的准确和及时性 单机控制系 统的性能 功率调节参数的设计对并联的实现都至关重要 在理论分析的基础上 制作了两台 并联运行的三相逆变器样机 介绍了软硬件的设计 并在实验平台上进行实验 实验均流效果 较好 验证了无互连线并联控制策略在大功率下的应用的可行性和正确性 关键词 关键词 逆变器 机车辅助电源 并联 下垂控制 三相 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 ii Abstract Along with the rapid development of China railway transport Locomotive electrical equipment type and quantity increased significantly Locomotive power supply puts forward higher request for capacity and stability The parallel operation become one of the development trend of locomotive power Locomotive power has the characters of high power wide range of high DC input voltage higher requirements of the output voltage waveform quality and the auxiliary inverter scattered layout working with environment electromagnetic noise Aiming at the locomotive of the power supply characteristics This paper studied the control method of the parallel locomotive auxiliary power supply In this paper the relationship of synchronous generator between output active power and the output voltage frequencies is analyzed The similarity between the inverter drop control and the characteristic of synchronization generator is analyzed The mathematical modeling of three phase inverter is established This paper analyzes and Design of a voltage and current double closed loop controlled Three Phase Inverter which is based on Rotating coordinate transformation The power calculation for three phase inverter is researched this calculation is accuracy and timeliness The power control parameters calculation method is given The influence of parallel inductance is analyzed The model of the parallel system is simulated in Matlab Simulink software The key influencing factors of the parallel three phase inverters without connection is analyzed Power calculation single control system performance the power control parameter calculation are very important On the basis of theoretical analysis the parallel system prototype of two 35KW three phase inverters is build the software and hardware design of experiments introduced Experimental results demonstrate the feasibility of the paralleling control strategy without interconnection in high power application Keywords inverter locomotive power parallel droop control three phase 南京航空航天大学硕士学位论文 v 图表清单 图 1 1 三相桥式逆变器 2 图 1 2 三相半桥逆变器 2 图 1 3 三相四桥臂逆变器 3 图 1 4 组合式三相逆变器拓扑 3 图 1 5 主从控制并联系统控制框图 5 图 1 6 平均电流均流法框图 6 图 1 7 3C 型逆变器并联控制框图 7 图 1 8 功率平衡的原理及控制框图 7 图 1 9 PQ 下垂控制示意图 8 图 2 1 电压源型电源并联系统模型 10 图 2 2 输出电压相位有差电压电流相量图 12 图 2 3 两输出电压幅值有差电压电流相量图 12 图 2 4 理想的 3 相单极同步发电机结构模型图 13 图 2 5 连接到交流母线的电压源等效电路 16 图 2 6 感性情况下电源并联运行 17 图 2 7 阻性情况下两电源并联运行 18 图 2 8 基于有功无功调节的逆变器并联控制 19 图 2 9 下垂系数与功率均分关系 19 图 3 1 三相三线制逆变逆变器主电路原理图 21 图 3 2 电流内环结构框图 24 图 3 3 电压外环控制结构图 24 图 3 4 简化的电压外环控制结构图 25 图 3 5 三相逆变器并联系统等效电路图 25 图 3 6 d q坐标系中的电压 电流矢量图 27 图 3 7 第二种情况调节过程图 27 图 3 8 并联逆变器的基准幅值 28 图 3 9 d 轴的控制系统框图 29 图 3 10 带并机电感逆变器框图 30 图 3 11 并联系统与负载连接示意图 31 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 vi 图 3 12 逆变器并联系统波形图 32 图 3 13 逆变器投入并联系统仿真 33 图 3 14 逆变器退出并联系统仿真 33 图 4 1 机车电源并联运行系统结构图 35 图 4 2 逆变器输出 LC 滤波器作用示意图 37 图 4 3 电流峰值处单位 PWM 开关周期电流波形 38 图 4 4 A 相电压采样调理电路图 39 图 4 5 主程序流程图 41 图 4 6 主中断程序流程图 42 图 4 7 斜波发生器原理结构图 42 图 4 8 预同步控制原理 44 图 4 9 缓启动波形 45 图 4 10 负载变化动态响应 45 图 4 11 PQ 系数较大时 并联波形图 46 图 4 12 PQ 系数适中时 并联波形图 46 图 4 13 逆变器并联空载与带载实验波形 47 图 4 14 逆变器并联系统突加突卸负载 47 表 4 1 TMS320F2812 特点 39 南京航空航天大学硕士学位论文 vii 注释表 1 缩略词及其全称 PWM Pulse Width Modulation 脉冲宽度调制 DSP Digital Signal Processor 数字信号处理器 SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation 空间矢量脉冲宽度调制 PDC Power Distribution Center 功率分配中心 VCPI Voltage Control PWM Inverter 电压控制型 PWM 逆变器 CCPI Current Control PWM Inverter 电流控制型 PWM 逆变器 3C Circular Chain Control 环行链均流方法 THD Total Harmonic Distortion 总谐波含量 UPS Uninterruptible Power Supply 不间断电源 2 基本符号及说明 E1 1 E2 2 并联电源输出电压 UOL 0 母线电压 Z1 1 Z2 2 线路寄生阻抗 ZL 负载阻抗 Oi I0 5TS代表开关变换器的惯性时间常数常数 Ki和 i分别代表电流环PI调 节器的比例系数和积分时间常数 19 1 Lsr 0 51 pwm S K T s 1 ii i Ks s 1 1 S T s Ld i d i 图 3 2 电流内环结构框图 将小时间常数0 5TS与TS合并 简化电流内环的结构 用PI调节器的零点抵消掉电流控制 对象的传递函数极点 从而形成典型的 型系统 取 i L R 3 11 校正后 电流内环开环的传递函数为 1 51 iPWM oi iS K K Gs r sT 3 12 依据典型 型系统的参数整定关系 取阻尼比 0 707 得 3 i i SPWM r K T K 3 13 故 电流内环的闭环传递函数为 2 1 1 5 1 ci iSi iPWmiPWm Gs rT r ss K KK K 3 14 当开关频率足够高时 即TS足够小时 可以简化为 1 13 ci S Gs T s 3 15 由上式可知 电流内环可以等效为一个一阶惯性环节 从而得到电压外环的控制结构框图 如图3 3示 1 sC 1 31 S T s 1 vv v Ks s 1 1 v T s Cd V Cd V od i 图 3 3 电压外环控制结构图 若果忽略负载电流对电压扰动的影响 并将电压采样的小惯性时间常数Tv与电流内环等效 小时间常数3TS和并 即Tev Tv 3TS 则简化的电压环控制结构如图3 4所示 由于电压外环的作用是稳定三相交流侧的输出电压 故设计其控制系统时 应该着重考虑 电压环的抗扰动的性能 显然 可按典型 型系统来设计电压调节器 南京航空航天大学硕士学位论文 25 1 sC 1 1 ev T s 1 vv v Ks s Cd V Cd V 图 3 4 简化的电压外环控制结构图 由图3 4可得到电压环的开环传递函数为 2 1 1 vv ov vev Ks Gs Cs T s 3 16 由此 得电压环中频宽hv 为 v v ev h T 3 17 由典型 型控制器参数整定关系得 22 1 2 vv vvev Kh Ch T 3 18 综合考虑电压控制系统的抗扰动性及跟随特性 取hv 5 则 5 4 3 vev v vs T C K T 3 19 由式 3 19 就可以得到电压环PI调节参数的设计公式 3 3 逆变器并联控制分析 图3 5为两台三相逆变器并联系统的等效电路图 ioa1 jXa1E1e 1 iob1 jXb1 E1e 1 2 3 ioc1 jXc1 E1e 1 2 3 Ra1 Rb1 Rc1 ioa2 jXa2E2e 2 iob2 jXb2E2e 2 2 3 ioc2 jXc2 E2e 2 2 3 Ra2 Rb2 Rc2 Voae0 Vobe 2 3 Voce 2 3 ioaZoa iobZob iocZoc O1 O2 O 图 3 5 三相逆变器并联系统等效电路图 其中 E1 E1 三相逆变器1 2输出相电压幅值 1 2 逆变器1 2的输出相电压的相位 ioa1 iob1 ioc1 ioa2 iob2 iac2 逆变器1 2的输出相电流 Ra1 Rb1 Rc1 Ra2 Rb2 Rc2 逆变器1 2的输出线路的寄生阻抗 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 26 Xa1 Xb1 Xc1 Xa2 Xb2 Xc2 逆变器1 2输出线路的感抗 Vo 并联系统的负载侧电压幅值 Zoa Zob Zoc 并联系统的三相负载 Y 型连接 如果逆变器本身的闭环控制的系统设计运行效果良好 并且逆变器所带负载也是三相平衡 的 那么三相逆变器的输出电压就是对称的 则可认为图中O1 O2和O三点的电位是相等的 故在逆变器输出三相电压相互120 对称并且三相负载平衡的情况下 三相逆变器的并联系统 可以等效为三组单相逆变器的并联系统 3 3 1 有功和无功功率计算 三相电路瞬时功率计算是以瞬时实功率P和瞬时虚功率Q的定义为基础 也称为P Q理论 将电压瞬时值ea eb ec和电流瞬时值ia ib ic变换到两相正交的d q坐标系上 从而使得正 弦变化的电量转化为直流量 在这个基础上再进行功率计算 可以实现实时的功率计算 在DSP 运行程序中结合双臂环控制中的3s 2r变换得到的变量 可以有效的减少系统的运算量 20 3 2 a d srb q c e e Ce e e 3 20 3 2 a d srb q c i i Ci i i 3 21 其中 3r 2r coscos 120 cos 120 2 C 3sinsin 120 sin 120 ttt ttt oo oo 3 22 d q坐标系中的电压 电流矢量图如图3 6所示 图中矢量 d e q e 和 d i q i 分别可以合成 为 旋转 电压矢量e 和电流矢量i dqe eeee 3 23 dqi iiii 3 24 将式 2 6 2 7 代入式 2 8 2 9 中 并根据图3 6给出的矢量关系 计算整理可得 dddq pq qdqq iieep C eeiiq 3 29 其中 dq pq qd ee C ee 3 30 式 3 29 3 30 表示了在旋转坐标系下的逆变器的功率计算公式 南京航空航天大学硕士学位论文 27 e i eid i e e i d q q q d 图 3 6 d q坐标系中的电压 电流矢量图 传统理论中的有功功率 无功功率等都是在平均值基础或相量的意义上定义的 它们只适 用于电压 电流均为正弦波时的情况 而瞬时无功功率理论中的概念 是在电压电流瞬时值的 基础上来定义的 所以它的应用范围就不只是局限于正弦波方面 也可以扩展应用到非正弦波 方面 并且在系统的输出电压电流动态变化的过程中也是可以使用的 从以上各定义可以看出 瞬时的功率计算理论是非常设和用于三相逆变器无互连线的并联过程运行中的 3 3 2 下垂调节参数设计 3 3 2 1 无功功率调节系数 对有功无功调节法分析知 并联系统中输出电压幅值较高的逆变器模块输出较大的无功功 率 所以在两台逆变器幅值不一致的情况下 如逆变器1的幅值高于逆变器2 在无功功率差调 节的作用下经过一个调节周期后 会出现以下两种情况 逆变器1的幅值仍高于逆变器2的 幅值 但是其差值小于原本逆变器1大于逆变器2的值 逆变器1的幅值低于逆变器2的幅 值 第一种情况两台逆变器能正常并联 第二种情况趋于发散 会造成系统的瘫痪 为了快速 稳定的实现逆变器的并联 需要确定一个合适的无功功率调节系数 21 对于第二种情况 其发散情况如框图3 7所示 12 0VV 12 0QQQ iiQ VVk Q 12 0VV 12 0QQQ 0 t 时刻 Q调节 Q调节 图 3 7 第二种情况调节过程图 对于有功无功并联调节法来说 为了避免第二种情况的出现 必须使得调节后逆变器1的 幅值仍高于逆变器2的幅值 即 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 28 21 2 1 0VVVVV 3 31 假定在t0时刻 令逆变器1的输出电压为 11 V 逆变器2的输出电压为 22 V 在t0前 的一个周期累计了幅值差V1 V2 由于 1和 2很小 所以 在t0时刻计算出的无功功率差为 X VV X VVV QQQ coscos 2211 21 3 32 有功无功并联调节方案如式3 33 2 1 i QkVV Pkff iQii iPii 3 33 所以 可以计算得到经过无功功率差调节后的幅值差为 QkVVQkVQkVV QQQ 212211 3 34 式中 V1和V2为t0前一个周期逆变器1和逆变器2输出的电压幅值 Q为逆变器1减去 逆变器2的无功功率差 将式3 32代入式3 34 1 21 X V kV X VV kVQkVVV QQQ 3 35 整理得到功率调节系数的确定范围为 V X V kVV Q 1 0 3 36 V X kQ 0 3 37 3 3 2 2 有功功率调节系数 有功功率调节频率时出现的情况与无功功率调节幅值时相同 所以 有功功率调节系数确 定的方法与无功功率调节系数确定的方法一致 可以得到计算公式为 2 2 0 V X kP 0 由于是采 用的是电压电流双闭环的调节策略 故前向通道传递函数G s 中必定包含积分环节1 s 而PI 调节器对直流给定是无差跟踪 可以得到系统闭环输出阻抗Z s od ol 0 Udref 1 Lsr iLd uOd iOd 1 Cs Liq Cuoq G s ud 图 3 9 d轴的控制系统框图 不同于单相正弦SPWM调制的逆变器 采用基于交直变换的SVPWM调制的三相逆变器 由于积分控制环节对直流的无静差跟踪 从而降低了逆变器的输出阻抗 并使得输出阻抗上的 压降受输出电流变换的压降减小 这样由于三相逆变器输出阻抗的减小使得负载扰动对输出电 压的影响大大减少 这样有助于提高输出波形的质量并且输出电压的稳态精度也得到了很大的 提高 但是由于并联逆变器间的环流大小与输出阻抗是成反比关系的 所以从抑制环流的效果 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 30 上来说 闭环控制存在不利的一面 三相逆变器的闭环控制与环流抑制之间存在着互相矛盾的地方 开环的逆变器比闭环逆变 更有助于系统的并联运行 但考虑到逆变器供电质量的要求 闭环控制还是具有更广阔的应用 前景 在闭环控制基础上 应用闭环系统对给定的良好跟踪性能 可以通过功率下垂来改变逆 变器的输出电压给定来使得三相逆变器具有优良并联运行特性 3 3 4 并机电感对控制系统的影响 图3 10为三相逆变器采用无互连线下垂控制的原理图 直流母线电压经过采用SVPWM调 制策略的三相桥臂逆变 再经过LC滤波器滤波 得到三相输出电压 外加的并机电感L1 用 于增加线路的输出感抗从而方便使用下垂控制 在逆变器并联运行时 并机电感还可以起到抑 制环流的作用 本文中的三相逆变器的控制量是滤波电感电流和滤波电容上的电压 而并机电感的存在 使得逆变器的对并机电感后的电压 电流将会产生一定的影响 由于滤波电感电流是电容电流 和并机电感电流之和 故当并机电感电流有一定的扰动的话 必然会对控制系统性能产生一定 的影响 L L L CC C iLa iLb iLc N ioa iob ioc Udc Q6 Q1 Q3Q5 Q2Q4 ucN ua ub uc uaN ubN L1 L1 L1 voa vob vob 图 3 10 带并机电感逆变器框图 如上文分析忽略直流母线电压波动 在三相负载平衡情况下 可以将三相逆变器的输出等 效为三个逆变电源 在此基础上 对并机电感L1和LC滤波器构成的线性系统进行分析 可以得 到 iiN oiC U sUs IsIs Ls 3 33 CC IsUs Cs 3 34 1 Coioi UsVsIs L s 3 35 依据线性系统的叠加性 分别考虑Ui s 和Voi s 对输出电流Ioi s 的影响 式 3 33 式 3 34 联立得 南京航空航天大学硕士学位论文 31 3 11 i oi U s LLCsLL s Is 3 36 3 11 2 1 oi oi VsLLCsLL s IsLCs 3 37 可以看出并机电感L1和三相逆变器的LC滤波器构成了一个三阶谐振系统 其谐振频率为 1 1 1 2 r LL f LLC 3 38 故由于并机电感的引入 会使得三相逆变器负载电流存在了一个三阶的谐振点 而负载电 流对于采用电压电流双闭环的三相逆变器的控制系统来说是扰动 故当逆变器闭环控制参数设 计不合适时会产生一定的震荡 故系统闭环设计时需要注意控制参数的合理选取 23 3 4 并联系统仿真分析 在Matlab Simulink环境下搭建了并联系统的仿真模型 如图3 11所示 并联系统仿真参数 三相交流母线额定电压3805 VAC 50 1Hz n V 负载为9 星型连 接三相平衡负载 直流侧输入电压600V dc U 并机电感 1 0 8mHL 单机主要仿真参数 滤波电感0 6mHL 滤波电容50CuF 2台单机的输出电压幅值分 别为384 8VAC 384 76VAC 输出频率分别为49 9Hz 50 1Hz 开关频率6kHz s f 3 4 1 稳态运行仿真 根据并联稳态运行仿真结果如图3 12所示 可以得到如下结论 1 图3 12 a 和图3 12 b 分别为两台逆变器基准幅值和基准频率 其中 fref1和fref2分别为 图 3 11 并联系统与负载连接示意图 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 32 逆变器1和逆变器2的基准频率 从图中可以看到 它们的初始值与给定的初始值一致 而达 到稳态后无论是基准的幅值还是频率都相同 所以 两台逆变器之间的功率是完全均分的 0 0 511 5 314 76 314 78 314 8 1refm V t s 2refm V a 两台逆变器基准幅值 00 51 1 5 49 9 49 95 50 50 05 50 1 t s 1ref f 2ref f b 两台逆变器基准频率 00 1 0 2 0 30 40 5 20 0 20 t s ioa1 ioa2 c 两台逆变 A 相初始输出电流 11 11 21 31 41 5 20 0 20 t s ioa2 ioa1 d 两台逆变器稳态输出电流 0 0 5 11 5 1000 0 1000 2000 3000 t s 1 P 2 P P e 两台逆变器 P 和 P 00 51 1 5 200 100 0 100 200 300 t s 1 Q 2 Q Q f 两台逆变器 Q 和 Q 00 050 10 150 2 400 200 0 200 400 t s voa2 voa1 g 两台逆变器初始 A 相输出电压 00 050 10 15 0 2 400 200 0 200 400 t s voa2 voa1 h 两台逆变器稳态 A 相输出电压 图 3 12 逆变器并联系统波形图 2 图3 12 c 和图3 12 d 为两台逆变器的输出电流波形 由于基准的初始值不同 使得初 始时刻逆变器之间的环流很大 稳态时它们之间的环流非常小 说明了基于有功无功调节能很 好的扼制环流 3 图3 12 e 和图3 12 f 分别为两台逆变器的输出功率和功率差 其中 P1和P2分别为逆 变器1和逆变器2的输出有功功率 P为逆变器1与逆变器2的有功功率差 由于初始时没有 进行P Q调节 导致环流很大 所以它们之间的功率差很大 当系统达到稳态后 它们之间 南京航空航天大学硕士学位论文 33 的功率差很小 达到了功率均分的目标 4 图3 12 g 和图3 12 h 为两台逆变器的输出电压波形 其中 voa1和voa2分别为逆变器 1和逆变器2的A相输出电压 在初始时刻两电压有所差异 但是 稳态后 两台逆变器输出 的电压非常接近 这也与稳态后两台逆变器的基准幅值和基准频率相等相符合 3 4 2 动态过程仿真 3 4 2 1 逆变器投入并联仿真 为了方便分析系统的并联运行状态 并联系统运行好坏的关键是输出电流的均分 即环流 的抑制 下图给出了两台逆变器的A相电感上的电流 ia1 ia2 A 010 20 3040 10 20 30 40 ia1 ia2 t s 0 050 100 150 200 250 a A相电感电流波形 ia1 ia2 A 010 20 3040 10 20 30 40 t s 0 050 100 150 200 250 b A相电感电流差 图 3 13 逆变器投入并联系统仿真 图3 13表示的是逆变器投入并联的仿真波形 其中1 逆变器带负载启动 2 逆变器空载启 动 两台逆变器存在着一定的输出幅值差和相位差 启动稳定后 2 逆变器投入并联 由图3 13 a 中的电感波形可以看出 负载电流快速的均分到两台逆变器中 图3 13 b 可以 看出两台逆器的环流快速的减小 系统可以很好的均分电流 3 4 2 2 逆变器退出并联仿真 逆变器并联运行的状态还包括并联运行的退出 无互联线控制策略只有在逆变器并联投入 与退出等状态切换时都能保持良好的调控性能 才能使得系统具有良好的应用价值 ia1 ia2 A 0 10 20 30 40 10 20 30 40 t s 0 050 100 150 200 250 ia1 ia2 a A相电感电流波形 ia1 ia2 A 0 10 20 30 40 10 20 30 40 t s 0 050 100 150 200 250 ia1 ia2 b A相电感电流差波形 图 3 14 逆变器退出并联系统仿真 图3 14表示的是逆变器退出并联系统的仿真波形 开始时两台逆变器同时带载启动 两台 逆变器的存在着一定的相位差以及复制差 此时通过下垂控制来保证环流的抑制 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 34 由图3 14 a 中的电感波形可以看出 2 逆变器退出并联时 负载电流立即转换到1 逆变器 重 图3 14 b 可以看出两台逆变器的电流差情况可以明显的看出退出并联的过程 系统在动态 过程中可以保持很好的稳定性 3 5 本章小结 本文首先依据三相三线逆变器的电路连接模型 给出了三相静止坐标系和两相旋转坐标系 统的系统模型 基于以上分析 设计了基于旋转坐标变换的电压电流双闭环的三相逆变器控制系统参数 由于本文中设计的逆变器系统的应用场合中的负载均为三相对称负载 所以设计时可以简化处 理 不需要考虑旋转坐标系中两个正交轴的耦合现象 给出了基于旋转坐标变换的三相输出功率计算方法 这种实时的功率计算 有效的利用了 控制系统中处理过直流反馈电压电流量 相比较传统的功率计算 可以以较快的速度给出准确 的功率计算值 对功率调节参数进行了设计分析 给出了功率调节参数的计算范围 在单机控制的基础上 分析了电压电流双闭环对并联控制的影响 三相逆变器在d q坐标 系下实现了给定和反馈都是直流量 这大大提高了系统的输出电压的精度 当也是闭环条件下 的系统内阻大大减小 这点对逆变器并联运行有所不利 当通过采用下垂控制配合逆变器的良 好跟随特性可以有效的实现并联运行 逆变器输出端增加的并机电感 可以增加系统的输出阻抗 抑制环流的大小 而且也是下 垂控制的硬件基础 当通过本文的分析 由于并机电感的引入 会是系统输出负载端容易形成 一个三阶的震荡环节 这个输出负载扰动会同过电感电流采样引入控制系统中 对系统的稳定 性会产生不良的影响 故逆变器系统设计时需要多加考虑 最后在MATLAB软件环境下搭建了系统仿真模型 对系统的控制策略以及参数设计进行 了仿真验证 南京航空航天大学硕士学位论文 35 第四章 样机设计与实验 本章给出机车电源逆变器下垂控制并联系统的软硬件设计 并在试验平台上对理论分析进 行了实验验证 对实验结果进行了分析 4 1 三相逆变器并联系统的总体结构 图4 1所示逆变器组成的机车并联运行系统结构图 其中 DC600V为机车提供的直流功 率母线 DC110V为机车提供的直流控制电源 Sbyj为旁路接触器 Sinvj为并联接触器 Sloadj 为负载接触器 j 1 2 n 接 触 器 接 触 器 接 触 器 负载1 并联接触器1 旁路接触器1 负载接触器1 LP LP LP 逆变器1 DC110V DC600V 接 触 器 接 触 器 接 触 器 负载2 并联接触器2 旁路接触器2 负载接触器2 LP LP LP 逆变器2 接 触 器 接 触 器 接 触 器 负载n 并联接触器n 旁路接触器n 负载接触器n LP LP LP 逆变器n 并机 功率母线 ubus line A1 B1 C1 A2 B2 C2 An Bn Cn ubus line ubus line Sby1 Sinv1Sload1 Sby2 Sinv2Sload2 Sbyn SinvnSloadn ABC 图 4 1 机车电源并联运行系统结构图 图2所示的机车微电网系统的工作模式包括 1 软起动模式 当本地逆变器正常时 首先闭合旁路接触器Sby 断开其他接触器带本地负载起动 实现单 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 36 机变频启动 没有冲击电流 当负载工作频率稳定后 进行预同步控制 当本机与并机功率母 线基本同频同相后 闭合负载接触器Sload和并联接触器Sinv 断开旁路接触器Sby 实现并网运 行 组成微电网 2 稳定运行模式 微电网由各分布式逆变器支撑 同时向各分布式负载供电 微电网工作于稳压稳频状态 如果此时逆变器出现故障 则可以通过切断并联接触器Sinv 由微电网给负载供电 此时可以 对故障逆变器进行检测 维修 3 强制起动模式 如果初始时刻本地逆变器故障 而本地负载正常 则直接吸合负载接触器Sload 负载由微 电网驱动 直接恒频起动 此时虽然起动冲击电流较大 但相对于整个系统的裕量而言 仍然 可以带动 因此这种情况下本车厢仍然可以维持工作 2 三相逆变器并联微电网平台 三相逆变器并联系统实验样机 两台并联 的设计指标为 额定输出线电压um m a b c 380V 5 AC 输入直流电压Udc 600VDC 输出线电压频率f 50 1Hz 开关频率fs 6kHz 单台额定输出功率Po 35kW 保护功能 开机缓启动 过压 过流保护 故障显示等 实验样机平台采用前面介绍的三相三线六开关桥式电路作为主电路拓扑 控制系统采用基 于TMS320F2812的DSP控制系统 微电网电网电压 滤波电感电流 滤波电容电压以及直流 侧电压信号经采样后送到调理电路 调理转化为DSP允许的电压幅值范围内 最后送入DSP DSP对采样得到各个信号进行运算处理 产生PWM驱动信号 经由驱动电路控制功率管的开 通和关断 4 2 功率电路设计 4 2 1 功率开关管设计 开关管承受的最大电压 maxsdc UU 4 1 开关管承受的最大电流电流 max max 2 3 O sLo P II U 4 2 南京航空航天大学硕士学位论文 37 考虑到2倍裕量 开关管电压定额 s 1200UV 4 3 同样 电流考虑2倍裕量 开关管电流定额 150 s IA 4 4 由前面分析可知 功率电路要求开关管要有足够的耐压能力 并且由于功率比较大 所以 对开关管的电流应力也有好高的要求 故选用三菱公司的应用于大功率场合下的IGBT 型号 为 CM300DY 24A 其耐压为1200V 可承受300A电流 反向恢复时间250ns 4 2 2 输出滤波器设计 高频SVPWM逆变器中 逆变器的输出LC滤波器主要是用来滤除开关频率及其邻近频带 的谐波 如图5 1所示 考察一个滤波器性能的优劣首先是看它对谐波的抑制能力 具体可以 从总谐波失真THD值来体现 另外所选择的滤波器还要减少对逆变器的附加电流应力 电流 应力增大 除使器件损耗及线路损耗加大外 另一方面功率元件的容量就要加大 增加了系统 的成本 但是 减小THD与减小滤波器引起的附加电流应力往往是矛盾的 下面将从分析二 阶LC滤波器特性着手探讨滤波器设计的方法 24 Vi s Vo s 基波 图 4 2 逆变器输出 LC 滤波器作用示意图 忽略电感电阻及线路阻抗 逆变器输出电压相对于逆变桥输出电压的传递函数为 2 22 2 1 s 1 2 n nn LC G S S LC o i V s V S 4 5 其中 n w为无阻尼自然振荡角频率 如式 5 2 所示 1 n LC 4 6 逆变器的输出LC滤波器的转折频率 n f 其中 2 nn fw 远远低于开关频率 s f 它对开 关频率以及其附近频带的谐波具有明显的抑制作用 滤波器与逆变器的附加电流应力有关 这 主要是由滤波器的滤波电感上流过的电流谐波引起的 流过滤波器电感的电流也就是流过功率 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 38 元件的最大电流 如果流过滤波电感的电流谐波越小 则半导体开关所承受的附加电流应力就 越小 而且线路上的损耗也较小 而滤波电感上的谐波电流和电感L的值成反比 电感值越大 谐波电流越小 考虑电流峰值附近一个开关周期 s T中电流的瞬态过程 波形如图5 4所示 i 1 i 2 i t 0 s T a T sa TT i i i 图 4 3 电流峰值处单位 PWM 开关周期电流波形 考虑0 bc SS 稳态条件下 当0 a tT 时 0 a S sam uE 其中Em为相电压峰值 1a m a dii LEL dtT V 4 7 当 as TtT 时 1 a S 2 2 2 3 a mdc dii LEUL dtT V 4 8 考虑到在电流峰值附近一个开关周期 s T内有 12 ii VV 即 12 0ii VV 则有 23 2 dcm as dc UE TT U 4 9 把式 5 16 代入式 5 14 得 1 23 2 dcm sm dc UE iT Ei U L VV 4 10 则有 23 2 dcm sm dc UE LT E Ui V 4 11 其中iV为系统允许最大纹波电流 最后选取的滤波电感和电容值如下 L 0 6mH C 50 F 4 3 控制电路设计 本文研究的UPS系统中整流器使用TI公司的TMS320F2812 DSP作为控制芯片 这种控制 芯片采用高性能静态CMOS技术 供电电压均为3 3V 核心电压为1 8V I O口电压为3 3V Flash编程电压也为3 3V时钟 25 表4 1为这种控制芯片的一些特点 由表4 1可以看出DSP2812完全适合作为主控制芯片 南京航空航天大学硕士学位论文 39 表 4 1 TMS320F2812 特点 TMS320F2812 1 指令周期6 67ns 150MHz 2 16通道12位A D转换器 最小转换时 间200ns 3 三个32位CPU定时器 8通道16位 PWM通道 3个捕获单元 4 35个带内部滤波的可单独编程或复用 的通用输入 输出引脚 GPIO 5 丰富的片上存储器 128K 16位 FlASH 128K 16位 ROM 本文研究的三相逆变器无互连线并联系统是以DSP2812为核心进行控制的 DSP2812丰富 的存储空间可以适合控制程序的大容量 快速的运算速度能够胜任复杂的控制运算 足够的外 设可以方面实现系统以后的扩展 以DSP为中心辅以精准的信号采样调理电路 硬件保护电路和开关管的驱动电路 就形成 了一个无互联线并联系统的控制的硬件基础 其中输出端的三相滤波电容上的电压信号由电压霍尔采样得到 三相电感电流信号通过电 流霍尔采样得到 直流侧的电压信号通过电阻分压电路采样得到 以上采样得到的各个电信号 经过信号调理电路后 进行电压转化然后送到DSP2812进行运算 DSP依据所得信号后得到控 制信号用于驱动功率管的通断 并在当系统出现异常时快速的做出保护反映 停机并送出控制 信号切断相关接触器 保护硬件电路的安全 4 3 1 电压 电流信号采样调理电路 由于交流侧输出端采样得到的电压 电流信号均为交流信号 并且信号值的范围较大 但 是DSP安全处理的电压范围是0 3V 因此有必要对采样所得的信号进行调理 2 5V sain U 225R 226R 227R 228R229R 230R 231R 232R sa U 213C 216C AMP1 AMP2 图 4 4 A 相电压采样调理电路图 因此设计了如图4 4所示的信号调理电路 以A相电压为例 采样信号经过RC滤波器滤 除掉高频的干扰信号 然后再加上一定的中心值偏置值 使得有正负的交流信号变为纯正值的 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 40 直流信号 再经过分压电路处理 得到信号变到0 3V范围内 最后调理后的信号输入到DSP 其他的交流电压电流采样得的信号采用与A相相似的调理电路 而直流侧电压由于已经是直流 信号了 故不要再外加中心值偏置了 可以直接转变成0 3V的DSP可以接受的信号 4 3 2 ADC 矫正电路 DSP2812的AD采样精度有12位 即误差可以达到0 1 但是在实际的运用中发现 ADC 的转换结果和实际的值相比 误差比较大 最大可达到9 左右 这样的数据直接用于控制回 路 必然会降低控制精度 特别是做逆变器并联运行实验时 若不加矫正 由于AD采样得误 差会使得两台逆变器间输出电压相差较大 这对并联运行是很不利的 通过对ADC误差产生的原因进行详细的分析 从硬件和软件两个方面着手 可以制定正 确的校正方案 可以有效的提高AD转换的精度 实现将误差控制在0 1 左右 2812的ADC转换精度较差的主要原因是存在增益误差和偏移误差 要提高转换精度就必 须对这两种误差进行补偿 26 外加两路精准的电源 加入到ADC采样的任意两个输入通道 则输入采样的电压是很容 易确定的 也就是X1和X2 可以通过读取转换结果来获得Y1和Y2 这样就可以得到转换过程 中的实际增益ma和实际的偏移量b了 如式 4 12 所示 21 21 1 22 1 21 a YY m XX Y XY X b XX 4 12 这样 可以通过数字量转换结果Y 推导得到输入量的实际值X了 a Yb X m 4 13 试验表明 经过校正后的AD采样精度基本可以到达千分之一 这对于在实际应用中足够 了 进行通用的ADC校正时 硬件部分需要提供2个外部的电压基准 这个可以通过电阻分 压或是外加TL431或REF3012或REF3025来实现 4 4 软件设计与实现 实现三相逆变器的独立单台运行和并联运行的控制都是由DSP运算完成的 外部硬件需要 检测7个信号 主要使用了DSP2812中两个事件管理器 7个A D转换通道 及相关的I O口 整个系统由主程序循环等待并调用子程序和接受中断处理来实现系统的运行的 软件系统中采 用了两个定时器中断 通用定时器1的下溢中断作为系统的定时器 用于启动AD转换 随后 开启AD中断 AD中断作为系统的主中断 系统的大部分运算和逻辑判断都在主中断内完成 南京航空航天大学硕士学位论文 41 1 主程序 主程序开始 关闭总中断 看门狗 PLL DSP外 设时钟配置 DSP片外数据 线的读写时序 设置 GPIO口设置 PIE级控制寄 存器配置 PIE中断向量 表映射 变量初始化 用户中断映射 CPU级中断复 位并配置 AD外设配置 EV模块配置 开PIE级中 断 开CPU总 中断 循环等待主中 断 图 4 5 主程序流程图 系统初始化 包括设置系统时钟周期 初始化外设和I O AD采样 初始化EV事件管理 器 SPI 使能所需中断和加载中断向量等 系统初始化完成后 主程序便进入循环等待 等待 中断的到来 具体流程图见图4 5 2 ADC中断程序 当DSP的通用定时器T1发生下溢后 产生一个SOC信号启动AD转换 在AD转换完毕 后 启动AD中断 此处将AD中断作为系统的主中断 主中断服务函数流程图如图4 6所示 进入中断后 DSP首先将AD采样得到的各电压 电流瞬时值存入相应的变量中 判断是否需 要进行保护的操作 然后进行程序的运算并最终送出PWM波形 其中包括了开关机运行状态 判断 AD采样转换 数码管显示 Clark变换 Park变换 功率计算模块 给定修改模块 PI 调节 空间矢量计算 PWM波产生等子程序 其中每个功能的实现也是通过调用子程序实现 的 3 开机缓启动程序 由于所设计的系统是带有空调负载的 故需要一定的开机缓启动过程 用于减少电压电流 起始时候的冲击 开机缓起时需要使输出的电压和频率按一定斜坡启动 斜坡生成原理如图4 7所示 频率f为表示 开关频率为6kHz 设频率步长限幅值为Kcoef 则设定频率与给定频率之间 的关系为 1 coef f kf kK coef fK 4 14 模拟同步发电机特性的逆变器并联技术的研究 42 AD采样 封锁驱动 断 开接触器 故障信号 N Y 是否缓启 Y N 开始 保护现场清中断 电压 电流PI调节 坐标反变换 SVM计算 T1 T2 T3 更新驱动 返回 电压 电流 Clark Park 变换计算 按U f曲线修改 负值和频率给定 生成额定幅 值 频率给定 并机状态判定 并联运行 Y N 锁相跟踪有功无功计算 幅值 频率 相 位调节 图 4 6 主中断程序流程图 频率 转速 设定 Z 1 f 图 4 7 斜波发生器原理结构图 南京航空航天大学硕士学位论文 43 1 coef f kf kK coef fK 4 15 1 f kf kf coef fK 4 16 其中Kcoef大小直接决定速度和频率的上升斜率 得到的f 再乘以一定的比例系数作为电压 幅值给定 4 数字定标 TMS320LF2812DSP芯片只支持定点运算 其操作数采用16位的整型数据来表示 但许多 情况下需要浮点数来参与运算 此时就需要用到使用定点数来实现小数运算 关键点是确定数 据的各位数位于16位二进制数中的位置 这就叫做数的定标 27 使用定点运算的DSP芯片进 行小数运算就是应用的定标来实现的 定标一般的标识符号位Q 当使用16位整数来定标Q 时 与之对应的浮点数之间的关系为 Q 2YY 定浮 4