一种具有高稳定性的带隙基准电路.pdf

收稿日期 2006209212 定稿日期 2006212227 一种具有高稳定性的带隙基准电路 宋 晶 刘诗斌 张 勇 谭慧宇 西北工业大学 电子信息学院 陕西 西安 710072 摘 要 针对基极2发射极电压与温度呈非线性关系的问题 设计了一种高阶温度补偿方法 通过 在PTAT产生电路的基极引入一个小电阻 在基准电压中迭加一个温度的指数函数 以达到消除 高次项的目的 针对电源电压变化的问题 在保留传统带隙基准反馈回路的基础上 提出了一种钳 位互补补偿方法 通过稳定偏置电流来降低电源变化对基准的间接影响 文中给出了详细的分析 和电路实现 该电路通过Hspice验证 温度系数仅为1 43 ppm 并具有0 105 mV V的电源 抑制特性及直流PSRR 65 dB的高电源抑制比 关键词 带隙基准电路 温度补偿 电源抑制比 负反馈回路 中图分类号 TN 431 1 文献标识码 A 文章编号 100423365 2007 0320444204 Bandgap Reference Circuit with Curvature Compensation and High PSRR SONGJing LIU Shi2bin ZHANG Yong TAN Hui2yu College of Electronics and Inf ormation Northwestern Polytechnical University Xi an Shaanxi710072 P R China Abstract According to the nonlinear relationship between base2emitter voltage VBE and temperature a higher2 order temperature compensation method is proposed in which a small resistor is added in the PTAT proportional to absolute temperature circuit to obtain an exponential segment in order to rectify the higher2order temperature coefficient Meanwhile a new bias current compensation method clamping complementation technology is put for2 ward to obtain more stable output voltage Hspice simulation shows that the average drift of the circuit is merely 1 43 ppm from 40 to 100 and 0 105 mV V with supply voltages from 2 6 V to 6 6 V at 25 Key words Bandgap reference source Temperature compensation PSRR Negative feedback loop EEACC 2570A 1 引 言 基准电压源被广泛应用于各种模拟集成电路 数 模混合信号集成电路和系统集成芯片 SOC 中 是集 成电路的一个基本元件 其稳定性直接影响到整个系 统的精度 然而 传统带隙基准电路只进行了一阶温 度补偿 没有考虑到偏置稳定性所带来的间接影响 精度较低 本文采用了一种指数曲率补偿法 通过引 入高阶正温度系数项来抵消基极2发射极电压的非线 性部分 解决了高阶温度补偿问题 针对偏置电流影 响基准输出的问题 提出了一种钳位互补补偿技术来 稳定偏置 该设计充分综合双极型器件高跨导 强负 载能力及CMOS器件高输入阻抗 低功耗的特点 大 大降低了基准的温度系数 提高了电源抑制特性和抑 制比 使电路的性能得到优化 2 传统带隙电路原理 如图1所示 传统的带隙电路主要是利用双极 型晶体管的基极2发射极电压VBE具有负温度系数 而两个不同电流密度的双极型晶体管之间的基极2 发射极电压差 VBE具有正温度系数 1 将其乘以 合适的系数K后 再与前者进行加权 即 VREF VBE K VBE 从而在一定范围内抵消VBE的温度漂 移效应 得到低温漂的输出电压VREF K值通过将 VBE的表达式带入VREF中 在参考温度T0处 令 5VREF 5T T T0 0求得 2 第37卷第3期 2007年6月 微 电 子 学 Microelectronics Vol137 No 3 Jun12007 图1 带隙基准原理示意图 Fig 1 Schematics of the bandgap reference source 但是 在实际应用中 存在着许多问题 根据文 献 3 可以推导出 VBE T VG0 VG0 VBE0 T0 T V Tln T T0 1 式中 为与工艺相关但与温度无关的系数 VG0 VBE0分别为T0温度下硅的能隙电压和基极2发 射极电压 由 1 式可知 VBE的表达式中不仅有温 度的一次项 而且有非线性项 采用传统带隙电压原 理 只对VBE中温度T的一次项进行了补偿 为了 获得更好的温度特性 就要考虑在一阶补偿的基础 上 对其非线性部分进行补偿 此外 电源电压的变 化及其引起的偏置电流的变化 都会对基准的精度 造成影响 为得到高性能的基准 设计时 必须将这 些问题都考虑在内 3 具有高性能的带隙基准电路 图2为本文针对以上主要问题进行补偿后所设 计的整体电路 该电路主要由基准核心电路 偏置 电路和运算放大器三部分组成 核心电路在原传统 带隙电路的基础上改进得到 包含一个由R9 R10 QN1 QN2 QN6和运放组成的传统负反馈回路 抑制 电源变化对基准的直接影响 运算放大器为一个电 图2 高精度带隙电路结构 Fig 2 Circuit structure of the proposed bandgap source 流源作负载的二级运放 具有很高的放大倍数 运放 输出接有射随器 可提高其带负载的能力和输出的 稳定性 偏置电路中 外电路为MP1提供一个跟随 电源电压变化的合适偏置 使其VGS恒定 由于电路 中各MOS管均工作在饱和状态 理论上 MP1的漏 极电流保持不变 从而通过映射关系为运放提供恒 定的偏置电流 保证基准的稳定和高精度 3 1 高阶温度补偿 取R1 R2 则同模型晶体管QN1 QN2的集电极 电流 基极电流分别相等 分别用I和IB表示 由 于这两个晶体管发射区面积不相等 为M 1 所 以 其基极2发射极电压VBE也不相等 由晶体管原 理 4 和电路推导 2 可知 I可近似表示为 I VTlnM R3 2 式中 VT k T q为热电压 则基准电压为 VREF R8 R7 R8 1 R9 R5 R6 V BE2 2R4 VTlnM R3 2 R9 1 R9 R5 R6 R4 R10 R3 IB 3 由于IB I 是晶体管的电流增益 与温度有 关 T 可表示为 5 T exp EG k T 4 式中 和 EG都是与温度无关的常量 EG 称为晶体管发射区带隙能量衰减因子 正比于发射 区掺杂浓度 由 1 3 4 式可得 VREF R8 R7 R8 1 R9 R5 R6 VG0 R8 R7 R8 1 R9 R5 R6 2klnM q R4 R3 VG0 VBE0 T0 T 2 R9 1 R9 R5 R6 R4 R3 R10 klnM R3q Texp EG k T R8 R7 R8 1 R9 R5 R6 k q Tln T T0 5 即 VREF K0VG0 K2 2A K1 B T K2 A Texp EG kT CKT0Tln T T0 6 第3期宋 晶等 一种具有高稳定性的带隙基准电路445 式中 A B C均为正常量 K0 K1 K2可通过 改变电阻值调节 也为正值 可见 基准由常数项 温度一次项 温度非线性项三部分组成 其温度补偿 原理如下 设y1 K2 A Texp EG k T y2 C K0Tln T T0 选取电阻值 可得基准非线性部分图形 如图 3所示 图3 基准非线性项部分示意图 Fig 3 Schematics of the curvature portion of the circuit 可见 在所考虑温度范围 233 373 K 内 y1 y2一个曲率为负 一个曲率为正 这就存在曲率补 偿的可能 首先 通过调节R10来调整K2的值 使 y1弯曲的部分与y2的近似相等 但曲率相反 这 样 两者的曲率部分就可以相互补偿 只剩下一次项 部分 然后 通过调节R3 R4来调整K1 使整个基 准的温度一次项 包括 6 式第二部分的一次项及非 线性项部分补偿后剩下的一次项 趋近于零 最后 通过调节R5 R9来调整K0 以获得所需要的基准 值 由于各参数之间存在相互影响的部分 有一些 公用电阻 所以 需要反复调节 以达到最好的补偿 效果 另外 在实际制作版图时 可预先排列好若干电 阻 通过布线 将这些电阻串并联 以得到所需要的 阻值 3 2 钳位互补补偿技术 实际中 由于运算放大器放大倍数有限 使得 A B两点间存在一个差值 uI 设运算放大器放大 倍数为A 由文献 6 推得A可近似表示为 A 2 2R13 R7 R8 VT ID 7 式中 ID为MP4的漏极电流 即运放的偏置电流 在电源电压变化时 其他各量均不变化 放大倍 数仅由ID决定 由于 uI VREF A 则基准可重 新表示为 V REF VREF 2R8 R7 R8 R9 R3 1 R9 R5 R6 R4 R3 V T R10 R3 VREF A 8 可见 偏置电流的变化对基准有影响 为了获 得高稳定性的输出 必须保证偏置电流的恒定 传统偏置电路没有采用三极管QN9 运放偏置电 流的变化主要由沟道长度调制效应引起 取MP2 MP3 MP4 1 1 1 QN7 QN8 1 1 则MP1的漏 电流IMP1等于运放的偏置电流 可以表示为 7 ID IMPI 1 2 nCox W L V GS VTH 2 1 VDS 9 式中 是沟道长度调制系数 W L分别是沟 道的有效宽度和长度 n为器件的表面迁移率 Cox 为单位面积栅氧化电容 VTH为阈值电压 VGS已知 为恒定值 在没有接入QN9时 运放偏置电流ID也 等于ICQN8 当电源电压变化时 设MP1的VDS变化 了 VDS 则运放的偏置电流变为 ID 1 2 nCox W L V GS VTH 2 1 VDS 1 2 nCox W L V GS VTH 2 V DS IMP1 MP1 10 钳位互补补偿技术在偏置电路中引入三极管 QN9 引入QN9后 运放偏置电流等于ICQN8与ICQN9 之和 I CQN8仍是IMP1的镜像电流 Q N9的基极电位 被基准钳位 发射极电位随ICQN8变化 可得偏置电 流变为 8 ID MP1 ISexp VREF IMP1R16 V T 11 当IMP1变化 IMP1时 QN9的集电极电流变为 ICQN9 IS exp VREF IMP1R16 V T exp MP1R16 VT 12 此时 偏置电流为 I D IMP1 IMP1 IS exp VREF IMP1R16 V T exp IMP1R16 VT 13 与 11 式相比 可见 当IMP1变化 IM P1时 ICQN9 会反向变化 结果 一个增大 另一个减小 从而使偏 置电流的总量基本保持恒定 大大降低了其对基准 的影响 4 仿真与分析 通过上面的分析 初步确定该电路各器件尺寸 446宋 晶等 一种具有高稳定性的带隙基准电路2007年 采用Hspice软件进行仿真 采用全典型模型 仿真 条件为 温度范围 40 100 电源电压范围2 6 6 6 V 在3 3 V电源电压下 对温度在 40 100 的范围内进行直流扫描 得到的基准电压曲线如图 4所示 在25 下 对电源电压在2 6 6 6 V的 范围内进行直流扫描 得到的基准电压曲线如图5 所示 曲线1是未接入QN9时的基准输出 曲线2 是接入QN9后的基准输出 据此计算出的基准电压 变化量 电源抑制比和温度系数列于表1 图4 基准电压温度特性曲线 Fig 4 Temperature characteristics of the voltage reference 图5 基准电压电源抑制特性曲线 Fig 5 PSRR characteristics of the voltage reference 表1 基准电压随电源电压和温度变化的仿真结果 Table 1 Simulation results of the reference voltage as a function of temperature and power supply 变量VREFmin mVVREFmax mV 电源电压 2 6 6 6 V 599 56599 98 温度 40 100 600 08600 2 VREF mV电压变化量直流电源抑制比温度系数 0 42 0 105 mV V65 dB 0 121 43 ppm 传统带隙基准的温度系数为100 ppm 左右 即使是现在经过改进的结构 温度系数也在10 ppm 左右 12 而本设计的温度系数只有1 43 ppm 与其相比 几乎降低了一个数量级 经过 温度补偿后 从图4中可以看出 在 6 36 范围 内 温度系数均为零 与现在大多数只在某个温度点 上温度系数才为零的结构相比 显示了其优越的性 能 通过比较可见 钳位互补补偿进一步提高了电 路的直流稳压特性 得到了相当高的直流电源电压 抑制比 显然 该电路具有明显的优势和工程应用 价值 与国际上经典电路的主要指标进行比较 结果 列于表2 表2 与国际上经典电路的比较 Table 2 A comparison with some typical circuits 参数本文电路文献 9 文献 10 文献 11 PSRR dB65 49 4 温度系数 ppm 1 43229 37 5 5 结束语 本文所设计的基于BiCMOS工艺的带隙基准 电路结构较简单 通过深入研究基极2发射极电压 的非线性 尤其是偏置电流的非恒定性等造成基准 不稳定的因素 采用指数曲率补偿法进行高阶温度 补偿 采用钳位互补补偿技术稳定偏置电流 降低其 在电源变化时对基准的影响 得到了0 105 mV V 的电源抑制特性和65 dB的直流电源电压抑制比 以及1 43 ppm 的高精度温度系数 并在一个很 宽的温度范围内具有零温度系数 该电路可广泛应 用在高精度 宽温度范围的BiCMOS集成电路设 计中 参 考 文 献 1 Banba H Shiga H Umezawa A et al A CMOS bandgap reference circuit with sub212V operation J IEEE J Sol Sta Circ 1999 34 5 6702674 2 毕查德 拉扎维 模拟CMOS集成电路设计 M 西 安 西安交通大学出版社 2003 3122314 3 Gunawan M Meijer C Fonderie J A curvature2cor2 rected low2voltage bandgap reference J IEEE J Sol Sta Circ 1993 28 6 6672670 下转第458页 第3期宋 晶等 一种具有高稳定性的带隙基准电路447 表1 AD8348性能参数测试值 Table 1 Test Parameters of AD8348 测试指标数据手册典型值实测值 中频频率范围50 1000 MHz50 1000 MHz 解调带宽75 MHz75 MHz 最大 最小转换增益45 5 1 5 dB43 5 1 5 dB 转换增益44 dB42 dB 中频增益平坦度0 1 dB0 18 dB 输入1 dB压缩点 4 dBm 3 dBm I Q输出幅度 不平衡度 0 25 dB0 3 dB I Q输出相位 不平衡度 0 50 8 图4 解调器输出信号 Fig 4 Output signal of the demodulator 4 结束语 正交IQ解调器是接收机的关键组成部分之 一 在现代雷达 通信等领域有着广泛的应用 它能 将中频信号直接解调至基带频率 产生幅度相等 相 位相差90 的正交IQ信号 可用在QAM QPSK解 调器中 产生适用于各种无线通信系统的QAM QPSK数字调制信号 是需要良好线性度和宽动态 范围接收机的理想解决方案 随着通信技术的发展 和数字调制技术的快速发展 IQ解调器在数字通信 领域得到了广泛的应用 本文以Analog Devices公 司的AD8348解调器为例 介绍其具体应用 并给出 应用结果 对其他公司的各种正交解调器的推广使 用具有参考价值 参 考 文 献 1 AD8348 datasheet Analog Devices Designers Refer2 ence Manual Z 2005 2 L EE J P Y Wideband I Q demodulator measurement technical and matching characteristics J IEEE Proc 2Radar Sonar Naving 1996 143 5 81285 3 陈邦媛 射频通信电路 M 北京 科学出版社 2002 作者简介 王 锐 1980 男 汉族 四 川省古蔺县人 硕士研究生 2005年毕业 于南京理工大学 研究方向为RF测试技 术研究及集成电路参数测试 上接第447页 4 Johns D Martin K Analog integrated circuit design M New York John Wiley Sons Inc 1997 232 37 5 Lee I Kim G Kim W Exponential curv