通信原理_教学课件_25.ppt

1 通信原理 第24讲要点回顾和部分习题 2 第6章数字基带传输系统 数字基带信号的波形 码型和频谱 数字基带信号的编码规则NRZ码 RZ码 AMI码和HDB3码 在码元速率一定时 多元码可以提高信息速率 是以提高发送功率为代价的 数字基带信号的频谱特性功率谱可分为连续谱和离散谱两部分 单极性NRZ RZ和双极性NRZ矩形脉冲序列的功率谱特性 3 第6章数字基带传输系统 数字基带传输系统模型 产生误码的原因 信道加性噪声 码间串扰 码间串扰的定义和影响 严重时会导致误码 4 第6章数字基带传输系统 无码间串扰的时域条件无码间串扰传输特性的选择依据 奈奎斯特第一准则 将H 在 轴上以2 Ts为间隔切开 然后分段沿 轴平移到 Ts Ts 区间内 将它们进行叠加 其结果应当为一常数 5 第6章数字基带传输系统 理想低通传输特性 基带传输最高频带利用率 升余弦滚降频谱特性 升余弦滚降系统的最高频带利用率为 6 第6章数字基带传输系统 部分响应系统 第一类部分响应系统的频带利用率 第一类部分响应系统的实现 预编码 相关编码 模2判决 预编码规则 bk ak bk 1即 ak bk bk 1 相关编码 ck bk bk 1 模2判决 ak ck mod2 7 第6章数字基带传输系统 第IV类部分响应信号 考虑输入信号为四进制 预编码 相关编码 接收端解码 当输入为L进制信号时 经部分响应传输系统得到的第 类部分响应信号的电平数为 2L 1 8 第6章数字基带传输系统 眼图模型和相关概念 作用 校正或补偿系统特性 减小码间串扰的影响 均衡器 时域均衡原理 均衡器均衡效果评价的方法 迫零 均衡器的设计 6 7已知信息代码为1011000000000101 假设该序列前一编码输出为V 试确定相应的AMI码以及HDB3码 信息码 1001000000000101AMI码 10 1 1000000000 10 1AMI码 10 1 1000000000 10 1信息码 1001000000000101HDB3V 10 1 1000V B00V 0 10 1 6 11设基带传输系统的发送滤波器 信道和接收滤波器组成总特性为H 若要求以2 Ts波特的速率进行传输 试验证图P6 6所示的的各种H 能否满足抽样点上无码间串扰的条件 Nyquist第一准则 a Nyquist带宽 该系统无码间串扰传输的最大码元传输速率 以2 TS波特的速率进行数据传输时 该系统不满足消除抽样点上码间串扰的条件 b 传输速率2 Ts虽然小于 奈奎斯特速率 3 Ts 但由于不是2 Ts的整数倍 所以在该系统中以2 Ts的速率传输 不能消除码间串扰 c 该系统满足消除抽样点上码间串扰的条件 d 因此 该系统不满足消除抽样点上码间串扰的条件 6 12 解 1 该系统可构成等效矩形系统 所以该系统能实现无码间干扰传输 2 该系统无码间干扰的最大码元传输速率为 由于系统的实际带宽为 所以 此时系统的频带利用率为 练习 设采用预编码的第四类部分响应形成网络的输入序列为00011110101001011 试求预编码后序列和输出序列 解 预编码序列 输出序列 17 第7章数字频带传输系统 二进制数字调制的已调信号时域和频域特性 2ASK信号产生方法 模拟调制法和键控法2ASK信号的解调方法 非相干解调和相干解调2ASK信号的功率谱是基带信号功率谱 B f 的线性搬移 属线性调制 g t 为矩形不归零脉冲时 2ASK信号带宽 频带利用率 18 第7章数字频带传输系统 g t 为升余弦滚降波形时 二进制频移键控 2FSK 的产生方法 若以功率谱第一个零点之间的频率间隔计算2FSK信号的带宽 则其带宽近似为 19 第7章数字频带传输系统 2PSK信号的时域表达式和信号波形 倒 现象或 反相工作 PSK特点 无离散载波分量 解调时存在相位模糊 与ASK有相同的频带利用率 但是功率利用率高于2ASK信号 2DPSK是利用前后相邻码元的载波相对相位变化来表示数字信息 2DPSK信号的波形和解调方法 相干解调加码反变换法延迟差分相干解调法 20 第7章数字频带传输系统 多进制数字调制原理 MASK信号的频带利用率 MFSK信号的带宽 B fM f1 f 多进制绝对相移键控 MPSK 采用频带传输时 频带利用率最高为1Baud Hz 21 第7章数字频带传输系统 正交相移键控 QPSK QPSK信号矢量图 22 第7章数字频带传输系统 正交相移键控 QPSK 对于QPSK调制信号 如果用功率谱谱零点宽度 主瓣 双边带 来表示其占据的带宽 则QPSK信号的带宽为2 Ts 频带利用率为1bps Hz 偏置QPSK OQPSK 为了减小此相位突变 将两个正交分量在时间上错开半个码元 使之不可能同时改变 7 7已知发送数字信息为011010 分别画出下列两种情况下的2PSK 2DPSK和相对码的波形 1 码元速率为 载波频率为 2 码元速率为 载波频率为 解 7 8在2ASK系统中 已知码元传输速率 信道加性高斯白噪声的单边功率谱密度为 接收端解调器输入端的峰值振幅 试求 1 非相干接收时系统的误码率 2 相干接收时系统的误码率 解 1 非相干接收时 噪声功率 信噪比 2 相干接收时 7 11某2FSK系统中的码元传输速率发送1符号的频率f1的频率为10MHz 发送0符号的频率f2的频率为10 4MHz 且发送概率相等 信道加性高斯白噪声的单边功率谱密度为接收端解调器输入端的峰值振幅 试求 1 2FSK信号的第一谱零点带宽 2 非相干接收时系统的误码率 3 相干接收时系统的误码率 解 带宽 非相干接收时相干接收时 29 2FSK信号的功率谱和带宽 7 16已知数字信息为1时 发送信号的功率为1kW 信道功率损耗为60dB 接收端解调器输入的噪声功率为W 试求非相干解调OOK及相干解调2PSK系统的误码率 解 计算接收信号功率信噪比OOK非相干解调 2PSK相干解调 7 20采用4PSK调制传输2400bps数据 1 最小理论带宽是多少 2 若传输带宽不变 而比特率加倍 则调制方式如何改变 解 1 符号速率最小理论带宽基带 最大频带利用率为2 调制信号 最大频带利用率为1 2 若比特率加倍 而传输带宽不变 则波特率应不变 M 16 故可使用16PSK调制进行传输 32 第8章新型数字带通调制技术 16QAM信号和16PSK信号的性能比较正交2FSK信号的最小频率间隔1 2Ts MSK和GMSK的调制和解调原理OFDM的基本原理 fmin 1 Ts 33 第8章新型数字带通调制技术 MSK信号特点 1 已调信号的振幅是恒定的 2 信号的频率偏移严格地等于相应的调制指数 3 以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内准确地线性变化 4 在码元转换时刻信号的相位是连续的 或者说 信号的波形没有突跳 练习一个8PSK和8QAM的星座图如题图5 10所示 1 若8PSK星座图中两相邻星座点之间的最小欧式距离为A 求圆的半径r 2 若8QAM星座图中两相邻星座点之间的最小欧式距离为A 求其内圆和外圆的半径a和b 3 假设星座图上的各信号点等概率出现 求出两信号星座图对应的信号平均功率 在相邻星座点之间的最小欧式距离均为A的条件下比较这两种星座图对应的8PSK和8QAM信号的发送功率差异 解 1 对于8PSK 最小欧式距离A与圆的半径r满足余弦定理 2 对于8QAM信号 内圆最小欧式距离A与内圆的半径r的关系为 对于外圆 由于b与a的夹角为45 三角形的另一边长为A 利用余弦公式 3 8PSK信号的平均发射功率 8QAM信号的平均发射功率 8PSK比8QAM相比 解 1 MSK信号的相位路径 由分析可画出附加相位变化如图 8 1设发送数字信息序列为 1 1 1 1 1 1 1 试画出MSK信号的附加相位变化图形 若信息速率为 载频为 试画出MSK信号的波形 则可得传 1 码时 载波频率为 传0码的频率为 可画出MSK信号波形如图 40 第9章模拟信号的数字传输 低通信号的抽样定理 抽样信号的频谱Xs f 是无数间隔频率为fs的原信号频谱X f 相叠加而成 信号的重建 实际应用中 抽样频率fs必须比2fH大一些 41 第9章模拟信号的数字传输 带通信号的抽样定理 抽样是对原始信号频谱进行周期性延拓的结果 只要保证边带之间不重叠即可 如果要求各边带之间等间隔 则 fH NB时 抽样频率为2B 当fH不是B的整数倍 则带通信号的最小抽样频率在2B 4B间变动 42 第9章模拟信号的数字传输 模拟信号的量化方法 均匀量化和非均匀量化 量化是按预先规定的有限个电平表示模拟抽样值的过程 正常量化区内 均匀量化的最大量化误差与样值信号的大小无关 量化器的平均输出信号量噪比随量化电平数M的增大而提高 43 第9章模拟信号的数字传输 非均匀量化的目的 提高小信号的输出信号量噪比 非均匀量化的原理 量化间隔随信号抽样值的不同而变化 信号抽样值小时 量化间隔 v也小 信号抽样值大时 量化间隔 v也变大 目前国际上广泛使用的是A律和 律压缩特性 我国大陆 A 87 6 44 第9章模拟信号的数字传输 脉冲编码调制 PCM 的原理与性能 二进制码字码型 A律13折线编码 从模拟信号抽样 量化 直到变换成为二进制符号的基本过程 称为脉冲编码调制 PCM中常用的码型 自然二进码 折叠二进码 循环二进码 格雷码 一个重要特点是相邻码字之间只有一位码元不同 45 第9章模拟信号的数字传输 8位A律13折线PCM编码过程确定极性码 确定段落码c2c3c4 128 512 1024 确定段内码 段内码是按量化间隔均匀编码的 每一段落均被均匀地划分为16个量化间隔 确定量化值落在具体哪个段落 取其段落中间值 PCM译码过程 解码过程中为了减少误差 在量化判决电平的基础上加上1 2量化间隔 所对应的编码输出是12位 1 2个量化间隔的权值在4位段内码之后 46 第9章模拟信号的数字传输 自适应差分脉冲编码调制原理 8k抽样速率 那么 1路PCM信号需要用64kbps的传输速率 ADPCM可在32kbps上达到64kbps的PCM数字电话质量 ADPCM的主要改进是量化器和预测器均采用自适应方法 所谓量化自适应的基本思想是让量化阶 n 的变化随输入信号的均方根值 s n 相匹配 即 n K s n 47 第9章模拟信号的数字传输 增量调制的原理与性能 增量调制 M 可以看成是一种最简单的DPCM 增量调制系统中的量化噪声 一般量化噪声 阶梯本身的电压突跳产生 过载量化噪声 信号变化过快引起失真 最大跟踪斜率 48 第9章模拟信号的数字传输 增量调制的优点 在比特率低时 M的量化信噪比优于PCM 实现电路比PCM简单 M只编一位码 接收端不需要码字同步 M的缺点 当输入信号变化斜率大时 M会出现过载现象 数字压扩自适应增量调制 连续可变斜率增量调制 CVSD 连码检测 音节平滑 量阶随音节时间间隔 5 20ms 中信号平均功率变化 49 第9章模拟信号的数字传输 时分复用的基本概念 PDHSDH 准同步数字体系 PDH ITU提出的两个建议 E体系 我国大陆 欧洲及国际间连接采用 E1标称速率 2 048MbpsT体系 北美 日本等 E体系的一次群结构 习题设信号频率范围为0 4kHz 幅值在 4 096 4 096V间均匀分布 若采用13折线A律对该信号进行非均匀量化编码 1 试求这时最小量化间隔等于多少 2 假设某时刻信号幅值为1V 求这时编码器输出码组 并计算量化误差 2 信号幅值 确定极性码 幅值大于0 所以极性码 确定段落码 第一次比较 考虑抽样值处于13折线8个段落中的前四段还是后四段 故 说明抽样值位于后四段 故 说明抽样值位于5 6段 故 第三次比较考虑抽样值处于5段还是6段 故 说明抽样值位于后6段 故 第四次比较 参考权值电流位于量化间隔7和8之间 故 确定段内码 第6段有16个量化间隔 每个量化间隔的长度为16 故 第五次比较 参考权值电流位于量化间隔11和12之间 故 第六次比较 参考权值电流位于量化间隔13和14之间 故 可得出编出的PCM码组为11011111 55 第10章数字信号的最佳接收 数字信号的最佳接收 最佳 准则是最小错误概率准则和最大输出信噪比准则 匹配滤波器最大输出信噪比和信号波形无关 只决定于信号能量E与噪声功率谱密度n0之比 基于最小错误概率准则的最佳接收机的核心是由相乘和积分构成的相关运算 常称这种算法为相关接收法 56 第10章数字信号的最佳接收 二元确知数字信号的最佳接收机结构匹配滤波器的传输特性 最小错误概率准则 最大信噪比准则 10 5设一个2PSK接收信号的输入信噪比为 试比较最佳接收机和普通接收机的误码率相差多少 并设后者的带通滤波器带宽为6 TsHZ 解信噪比最佳接收机 实际接收机 比较信噪比降低了7dB 误码率增加为10000倍 10 9匹配滤波器解 1 信号f t 在t T时刻结束 因此最大输出信噪比的出现时刻 可取 2 取K 1 则匹配滤波器冲激响应h t 卷积 分段计算 3 最大输出信噪比 60 第13章同步原理 掌握载波同步 位 码元 同步 群 帧 同步和网同步的基本概念 基本方法和技术指标 锁相环鉴相特性 巴克码 13 2试写出存在载波同步相位误差条件下的2DPSK信号误码率公式 2DPSK信号 相干解调 码反变换 差分译码 非相干解调 差分相干解调 相位比较法 解 有载波同步相位误差时解调输出信号噪声功率比下降为倍 无相位误差时的误码率为故有相位误差时的误码率为 13 3设接收信号的信噪比等于