超低成本的28W-PWM反激式变换器.doc

技术指标： Vout：DC+5V，最大电流2A，最小电流05A。 DC+12V，电流05A。 DC-12V，电流05A。 DC+24V，电流025A。Vin：DCl836V可调。 输入额定电压为DC+24V。 Pout=5V2A+12V05A+12V05A+24V025A=28WPin=Pout/est=28W0.75 =37.3W Iin(high)=Pin/Vin(low)=37.3W18V =2.07AIin(op)=Pin/Vin(nom)=37.3W24V=1.55A从这个电流值可以看出，变压器一次绕组的绕线要用#18AWG的导线或采用其他相当规格导线。Ipk5.5Pout/Vin(min)=5.528W18V=8.55A 电源的工作频率选为40kHz(即Ton(max)=12.5s)设计反激式变压器Lpri=Vin(min)Ton/Ipk=18V125s8.55A =26.3H 计算磁心功率的吞吐量： Pout(est)=f LpriIpk2/2=40000Hz26.3H(8.55A)22 =38.45W(满足要求) 这里选用MPP环形磁心.估计所需的磁心大小为 EL=LI2=LpriIpk=0.0263mH(8.55A)2 =1.92参考图22，选择磁导率为125的磁心，其型号为55310-A2，这种磁心的AL为90mH1000匝。一次绕组的匝数为 1000(00263mH90mH)1/2=17.09匝(取17匝) 输出电压最低(+5V)的二次绕组匝数(用肖特基整流管)：N(+5V)=17匝(50V+05V)501(18V50) =5.19匝(取5匝) 其余绕组(假设用超快速整流二极管)：N(+12v)=(12.0V+0.9V)5匝(5.0V+0.5V) =11.73匝(取12匝)-12V的绕组与这相同。 N(+24v)=(24.0V+0.9V)5匝，(5.0V+0.5V) =22.6匝(取23匝) 每个输出端的误差为 12V：+03V +24V：+04V 在这里，二次侧采用自耦变压器的结构，这样低电压输出端的绕组会包含在高电压输出端的绕组中。这些绕组的匝数和线规如下： +5V：5匝， #17AWG(或三股#22AWG)。 +12V：7匝， #21AWG。 -12V：12匝， #21AWG。 +24V：ll匝， #26AWG。一次绕组：17匝， #19AWG(或两股#22AWG)。变压器绕线技术 把变压器的所有绕组并绕的方法并不经济，这里选用有选择地并绕的方法：在绕到磁心上之前把一次绕组与+24V绕组、+12V绕组与一12V绕组分别绞合在一起。+24V绕组作为一次侧的续流绕组，可以在开关关断时减小电压尖峰。 十5V的绕组先均匀地绕在环形磁心上，然后再均匀地绕原先绞在一起的一次绕组，+24V绕组，最后绕原先绞在一起的+12V和一12V绕组。这个绕组可以紧贴在前面的绕组上。 从产品方面考虑，通常的安装办法是把绕好的磁环放在接线端子板上，然后把它封装起来。这样可以防止操作时损坏，也易于放置在PCB上。这部分的成本大约为250美元。选择功率开关管和整流二极管 功率开关管：在这种场合下，使用MOSFET有很明显的优势，MOSFET的驱动和开关损耗都比较小： VDS(min)(Vout+VD)Npri/Nsec+Vin(max) (24.4V+0.9V)17匝23匝+36V 54.7V(忽略漏感引起的尖峰)取100V。 ID：对于反激式变换器，选择开关管的额定平均电流时，大约取最大输入平均电流的1.5倍是比较理想的。另外要考虑损耗的问题，通过牺牲一点成本和输入电容，就可以使电流损耗I2RDS(on)(导通损耗)减小。 ID(min)1.52.07A=3.11A 可以选用MTPl0N10M管子。为了实现电流型控制，在这里选用的是电流检测型的功率MOSFET，这样就可以显著减少测量损耗。整流二极管： +5V(输出) VR(min)Vout-(-Vin(max)Nsec/Npri) +5V+36V(5匝17匝)=156VIF(min)Iout(max)=2A可以使用1N5824(3A)。 12V输出(与上面步骤相同)：选用MURll0(D5和D7)。 +24V输出：选用MUR110(D4)。输出滤波电容的值可以用式(36)确定。 Cout(+5V)=480F，额定电压为10V。用两个220F、额定电压为10V的钽电容并联(C14和C15)。通过电容的并联，可以减小电容高度和ESR。 Cout(12V)=122F，额定电压为20V。选用150F、额定电压为35V的钽电容(C12和C16)。Cout(+24V)=60F，额定电压为35V。用两个47F、额定电压为35V的钽电容关联(C11)。PWM控制器为了选择控制器IC，需要把一些重要的设计要求列出来，同时列出提升性能的项目。 基本要求其他要求 器件数目少欠电压封锁 电流型控制低Isense阈值 MOSFET驱动输出(图腾柱) 最大占空比50的限制 单极性驱动 低成本通过浏览常用的控制器IC资料后，可以发现UC3845P能满足上面的这些要求(选择这款芯片也是出于其有示范性)。参考Motorola公司“线性和接口集成电路”数据手册，在手册中给出了基本的应用电路图，设计者只要确定定时器的电阻、电容值和检测电阻的值就可以了。Vcc供电和反馈补偿等其他部分，将在后面进行设计。参见“定时电阻与振荡频率”曲线图，为了使电路工作在40kHz，选择以下参数：Ct=C8=200pFRt=R4=22kRsense：Rs=V/(Ipk/n) =0.6V18008.55A=127(取120)这些参数在实验板上还要进行一些调整。电压反馈部分在多路输出中，为了提高交叉调整性能，需对正极性输出端的电压都进行检测。这就要考虑电路各个输出端的负载情况。在这里，负载的情况假设如下：+5V给微控制器和74HC逻辑电路供电，VDD误差可以为士10。12V主要给模拟电路供电，这部分电路中供电电压波动对其影响比较小。+24V 给最低电压为18V的接口电路供电。在这部分电路中，要把5V的逻辑电平进行转化。首先，选择电压分压网络，检测电流通常取lmA。确定下端电阻(R10+R11)值。 R10+R11=Vref/Isense(est)=2.5VlmA =2.5k(取2.7k)在最后制作的时候，分压网络中最好加一个1k的电位器，以实现对输出电压的调节。这个电位器滑动端与上端连接。使用电位器有一个缺点，就是当滑动点开路时，会引入干扰。可调电阻的滑动端上调，会使输出电压降低，相反会使输出电压达到最大值，从而可能损坏其他电路。假设电位器设置在中间值，R10的取值如下： R10=2.7k-500=2.2k实际的检测电流为Isense(act)=Vref/(R10+R11)=2.5V2.7k=0.96mA 确定每个输出端检测电流的比例：+5V，60；+12V，20；+24V，20。确定分压网络上端的电阻值： Ru-sense=(Vout-Vref)/(I%Isense(act) +5V：R7=(5.0V-2.5V)(0.60.96mA)=4340(取4.7k) +12V：R8=(12.3V-2.5V)(0.20.96mA)=51k +24V： R9=(24.4V-2.5V)(0.20.96mA)=114k(取110k)反馈补偿部分放在最后介绍。输入滤波器部分 Cin： =237.3W(40000HzlV) =186F 用两个100F、50V的铝电解电容和一个0.1F、100V的瓷片电容并联。Lin：由于电源的输入是具有公共地的单输入线，所以这里选用MPP磁环。从厂商提供的“基本磁化曲线”可以看出，200e所产生的直流偏置小于磁心饱和磁通的一半。这里推荐使用相对磁导率r=125。根据估算的磁心大小，可以选用PN55120-A2型磁心，导线采用#20AWG的双股线。所需的匝数如下： =20Oe4.11cm(0.42.04A)=32匝启动部分虽然输入线电压足够低，可以提供控制器IC和驱动MOSFET所需的全部电流，但这样会消耗大约12W的功率，也就是损失将近42的效率。采用从输入端提供电源的启动电路来实现比较理想，启动电路只在启动和过电流保护时起作用。在正常工作时，IC和MOSFET从+12V的输出端获得电源，参见图66。 Dl：用11V、500mW的1N5241齐纳管 R1：R1=(18V-11V)/0.4mA=175k(取18k) Ql：用MPSA05 R2：R2=(18V-12V)，5.0mA=1.2k D2：用1N4148 D3用MBR030负反馈补偿器为了得到最佳的交叉调整性能和最快的暂态响应，这里采用单极点一零点的方法进行补偿。由于电流型控制的反激式变换器，其控制到输出特性曲线只有一个极点，所以可以用单极点一零点的补偿器。由于+5V输出端的功率最大，占检测电流的分量也最大，所以把它看成主要的输出。输出滤波器的极点、ESR零点和直流增益如下： =3.14GDC=20lg3.14=9.94dB =144Hz(在额定负载2A时) =36.2Hz(在轻载0.5A时)控制到输出的特性曲线见图67。幅频特性的穿越频率应小于fsw/5即 fxo40kHz5=8kHz接下来要确定在穿越频率处闭环增益为0dB时所要增加的增益量参见式(24)： Gm=2lg(fxo/ffp(hi)-GDC =20lg(8000144)-9.94dB =24.95dB(只在博德图中使用)Axo=52.4(在后面讨论中要使用绝对增益)把补偿器的零点设置在滤波器呈现出来的最低极点位置，即 fez=ffp=36.2Hz把补偿器的极点设置在电容ESR引起的零点频率上，即fep=fZ(ESR)=20kHz(近似值)我们已经知道电压检测网络+5V输出端检测电路的上端电阻值(4.7k)。 =1(252.44.7k20kHz) =32.3pF(取32pF) R3=AxoR7=52.44.7k=246k(取270k) =1(236.2Hz270k) =0.016F(取0.015F)这样完成了反馈补偿器参数的设计，图66为电路图，图67中给出了误差放大器和补偿后电源的系统特性。元件清单 C1： 0.1F、l00V瓷片电容 C2、C3： 100F、50V铝电解电容 C4： 0.1F、100V瓷片电容 C5： 10F、20V钽电容 L1电感(参见上文) C6： 0.015F瓷片电容 Q1 MPSA05 C7： 32pF、50V瓷片电容 Q2 MTPl0N10M功率MOSFET C8： 0022F、50V瓷片电容 R1 18k，14W C9： 470pF、35V瓷片电容 R2 1.2k，1/2W C10： 47F、35V钽电容 R3 270k，I4W C11：100F、20V钽电容 R4 18k，I4W C12：0.1F、50V瓷片电容 R5 lk，I4W