双有源桥.doc

近年来，使用高频（HF）变压器代替传统的低频变压器被认为是下一代功率变换的发展趋势。图1显示了50 Hz LF和20 kHz HF变压器的对比照片。高频变压器的优点是体积小，重量轻，成本低。而基于高频变压器的高频链路（HFL）PCS也可以避免低频变压器成孔过程中产生的电压和电流波形畸变。另外，当开关频率高于20kHz时，PCS噪声可以大大降低。特别是在PCS快速发展的背景下，HFL-PCS具有广阔的应用前景。在一定条件下，开关管在每个开关周期内的开关损耗是恒定的，变换器总的开关损耗与开关频率成正比，开关频率越高，总的开关损耗越大，变换器的效率就越低，而且发热严重。开关损耗的存在限制了变换器的开关频率的提高，从而限制了变换器的小型化和轻量化。开关管工作在硬开关时还会产生高 di/dt 和 dv/dt，从而产生电磁干扰问题。并且如果不改善开关管的开关条件，其开关轨迹很可能会超出安全工作区，导致开关管损坏。为了减小变换器的体积和重量，必须实现高频化，要提高开关频率，同时提高变换器的效率，就必须减小开关损耗。减小开关损耗的途径就是实现开关管的软开关(Soft switching)，因此软开关技术应运而生。双向全桥 DC/DC 变换器在传统移相控制中，会有功率回流现象，这样会降低变换器效率，增加开关管电流应力，软开关范围较小，尤其在输入输出电压幅值不匹配时该现象更为严重。在需要实现能量双向传递的应用场合，主要体现在太阳能发电系统、航空电源系统、直流不停电电源系统、电动车能量管理系统等应用场合。相移控制方式，是通过改变移相角来传递功率的一种控制方式。基本工作原理是：每个桥臂上的开关管互补导通半个周期，即导通角为 180 度。两个桥臂之间导通相差一个相位，这个相位就是移相角。通过控制移相角的正负来控制功率的传输方向，通过控制移相角的大小来控制相应的输出电压的大小S1、S2为同一桥臂上的两个开关管，互补导通半个周期，S3、S4为另一桥臂上的两个开关管，也互补导通半个周期。如果 S1和 S2的驱动信号超前于S3和 S4的驱动信号，那么称 S1和 S2组成的桥臂为超前桥臂(leading leg)，S3和 S4组成的桥臂为滞后桥臂(lagging leg)。当输入电压与输出电压幅值不匹配时，存在较大的环流能量。由于在相移控制中，当输入电压与输出电压幅值不匹配时，会增加开关管的电流应力，使得变换器的效率受到输入输出电压比的影响。所以在此基础上，提出 PWM加相移控制方式。将 PWM 控制引入相移控制中，通过对开关管占空比进行 PWM 调节，使得变压器两端电压的正负幅值分别匹配，从而减小变换器的电流应力和有效值，减小通态损耗39,40，此种控制方式常用于双向半桥 DC/DC 变换器中。电感 L 是双向全桥 DC/DC 变换器中功率传输的重要元件，由变压器的等效漏感和少量串联电感组成。传统移相控制移相角与功率传输的解释：当移相角较小时，电流上升时间短，虽然能量传输时间长，但在能量传输阶段的电流值较小，因此输出功率较小；当移相角等于 0 时，电流为 0，传输功率也为 0；当移相角较大时，电流上升时间长，能量传输阶段的初始值较大，但能量传输时间短，因此输出功率也较小；当移相角等于 180时，能量传输时间为 0，传输功率也为 0。双重移相控制下双向全桥 DC/DC 变换器工作在正向模式时，功率从高压侧向低压侧传输，高压侧开关管 S1、S2驱动波形互补，S3、S4驱动波形互补，且 S1和 S2的驱动信号超前于 S3和 S4的驱动信号。低压侧开关管驱动信号与传统移相控制的一致。高压侧开关管驱动信号超前于低压侧开关管驱动信号。为了克服传统SPS控制的固有缺陷，本文提出了一种新颖的DPS控制方法，将高频隔离变压器的一次和二次电压占空比调整在050之间，同时在一次和二次电压之间切换栅极信号。DPS控制本质上是一个可变脉宽加相移控制。仿真结果表明，DPS控制不仅具有良好的稳态和动态性能，而且具有较高的系统效率。在起动过程中也可以使用DPS控制来限制较高的浪涌电流，而不需要额外的硬件。 DPS控制中的死区效应也比SPS控制更容易补偿。准谐振电路它是最早出现的软开关电路,因其电路中的电压或电流的波形为正弦斑驳,因此称之为准谐振。其电路中谐振电压峰值很高,功率元件的耐压值要求较高谐振电流的有效值很大,电路中存在大量的无功功率交换,增加了导通损耗,影响了效率提高,而且电路只能采用脉冲频率调制,方式控制。它可分为零电压开关准谐振电路、零电流开关准谐振电路和电压开关多谐振电路。零开关电路引入了辅助开关来控制谐振的时刻,是谐振仅仅发生在开关过程的前后,而其他的时间工作在状态下。其功率元件承受的电压相比于准谐振电路有明显的降低,可在开关频率固定的脉宽调制方式控制。它可以分为零电压开关电路、零电流开关电路。零转换采用辅助开关控制谐振的开始时刻,但与零开关不同的是谐振电路是与主开关并联的。它可分为零电压转换电路和零电流转换电路。电路可以在很宽的输入电压范围内和从零负载到满载都能工作在软开关状态无功功率的交换被削减到最小,效率得到了进一步的提高。通过改变开关管的开关频率,谐振网络的输入电压即中点电压频率也将同步发生改变,谐振网络的阻抗也将发生改变,进而负载端的电压将发生改变。由于这种分压作用,串联谐振变换器的直流电压增益小于等于,当电路的开关频率工作在谐振频率关和谐振点时,谐振网络的阻抗达到最小,输入的电压绝大部分传递到负载端,此时的变换器的直流电压增益最大为1。在传统的谐振变换器基础演变而来的LLC谐振变换器,相比于传统的谐振变换器具有优异的性能,得到广泛的研究。它无需使用额外的辅助网络就可以实现全负载范围内的开关网络中的开关管的零电压开通其次,变压器副边整流二极管可以有条件的工作在零电压关断,减小了二极管反向恢复所产生的损耗而且其适合工作在宽的输入电压范围下,并且输入电压越高,效率就最高。由于谐振变换器(效率通常在90%以上,最高可达98%)的效率高于其他的电源拓扑,所以其应用会越来越广泛。LLC谐振变换器与传统变换器比较可从下列几点看出其优势与特点：1.电路拓扑结构简单。2.高输入电压下高效率得以实现。3.功率开关元件具有低关断电流,关断损失小。4.在宽的输入电压范围内,从空载至满载皆可达到零电压开关。5.二次侧整流二极管体电压应力可最小化约等于两倍输出电压,元件的选择性高。6.两谐振电感可结合在一个变压器磁芯上,变压器漏感以及激磁电感可当成谐振元件,谐振元件体积可大幅度缩小,达到轻薄短小的目的。7.谐振变换器内部产生的热量小,无需使用额外的风扇散热。综上所述,变换器具有优异的性能。无需使用额外的辅助网络就可以实现全负载范围内的开关网络中的开关管的零电压开通其次,变压器副边整流二极管可以有条件的工作在零电压关断,减小了二极管反向恢复所产生的损耗而且其适合工作在宽的输入电压范围下,并且输入电压越高,效率就最高。当副边整流二极管导通时,变压器副边电压箱位励磁电感Lm, Lm两端电压恒定,不参与谐振,谐振元件为谐振电感Lr、谐振电容Cr,定义谐振频率为当副边整流二极管截止时,变压器与副边断开,既没有能量从原边传输到副边,Lm不再被副边电压箱位,此时谐振元件为谐振电感Lr、谐振电容Cr、激磁电感Lm,定义谐振频率为LLC谐振变换器采用的变频(PFM)控制,能量传输是通过改变开关频率fs人来调节的。LLC谐振变换器具有不同的工作模式,根据开关管的工作频率fs和谐振频率关fr、fm的关系,以及输入电压和负载等因素,谐振变换器可分为三个运行模式,当fs小于fm这个阶段应当避免其发生。同时每个运行模式又具有不同的工作特性,接下来分析在不同运行模式、额定负载条件下的工作过程。工作原理：逆变桥（由高频开关网络组成，板桥或全桥）将输入的直流电压逆变为占空比为50%，频率等于开关管工作频率fs的交流方波噢电压。对交流方波电压进行傅里叶分析，它是由基波分量和其它高的奇次谐波分量组成的，当方波电压输入到谐振网络（