第3章 移动无线信道.doc

第三章 移动无线信道1、概述信道是任何通信系统所必不可少的部分，当然移动通信也不例外，但移动通信信道有其自身的特点，首先，移动通信是一种无线通信，它的信道是一个开放的空间，这有别于光纤通信等有线通信信道，其次，移动通信至少有一方处于移动状态的，这又有别于微波、广播电视等无线通信。所以无线和移动是我们对移动通信信道的两个基本的认识。正因为移动通信自身的特点使得移动通信的信道是一个非常恶劣的传播环境，移动通信要得以实现，也就必须有相应的技术来克服这些问题。所以我们对移动通信信道的深入理解有助于理解移动通信中象切换、频率复用，交织、分集接收等特有技术，也有助于对编码、调制等基本技术的选择。移动信道的3个主要特点：l 传播的开放性 这是区别于有线信道，有线信道中，电磁波被限定在导线内，而移动通信的信道是一个开放的空间。 l 接收环境的复杂性 是指接收点地理环境的复杂性与多样性。这与用户所处的位置直接相关，可能是繁华市区，也可能是郊区，有可能是平原，也有可能是山丘、湖泊。 l 通信用户的随机移动性 作为移动用户，当其通话时，有可能处于室内静止状态，也有可能是室外慢速步行或高速车载状态。 归纳为一句话就是复杂、恶劣的传播环境是移动通信信道的总特征。2、移动信道电波传播方式直射波 即没有障碍物的情况下，电磁波在视距范围内直接由基站到达手机。这是一种较为理想的情况，更多情况下，尤其是在复杂的环境下，是存在障碍物的，下面这三种情况就都有可能发生，但其产生机理却有所不同。反射波 当障碍物的尺寸大于电磁波的波长时，电磁波就会在障碍物的前方发生反射。绕射波 电磁波绕过障碍物，在障碍物后方形成场强。 散射波 当电磁波遇到粗糙的表面时，反射能量会散布于所有方向，这样就形成了散射波。典型的例子如电线杆和树。图1 移动信道电波传播方式3、噪声和干扰无线信道噪声分类噪声的种类很多，也有多种分类方式，若根据噪声的来源进行分类，一般可以分为三类人为噪声人为噪声是指人类活动所产生的对通信造成干扰的各种噪声。其中包括工业噪声和无线电噪声。工业噪声来源于各种电气设备，如开关接触噪声、工业的点火辐射及荧光灯干扰等。无线电噪声来源于各种无线电发射机，如外台干扰、宽带干扰等。 自然噪声 自然噪声是指自然界存在的各种电磁波源所产生的噪声。 如雷电、磁暴、太阳黑子、银河系噪声、宇宙射线等。可以说整个宇宙空间都是产生自然噪声的来源。内部噪声 内部噪声是指通信设备本身产生的各种噪声。它来源于通信设备的各种电子器件、传输线、天线等。内部噪声又可分为两类：一类是无源约翰逊噪声，它主要来自于一切无源器件，如电阻、电容、电路板的分子热运动所引起的噪声。其特点之一是任何环境当温度超过热力学温度零度（0K，即273.16）就存在分子的热运动；其特点之二是这类热运动是大量的，统计上遵从中心极限定理的规律，因而其统计特性是正态分布；其特点之三是这类热运动在频域范围足够宽，其谱特性是平坦的。另一类是有源霰弹噪声，它主要来自于通信设备中有源器件，如电子管、晶体管及各类大规模集成电路中的载流子的起伏变化而产生。其特点与无源噪声类似，所以也可以看成典型的白噪声。它与无源白噪声的唯一差异是在一定激发条件下才产生大量电子发射而形成。图2 大自然噪声移动通信中的噪声影响移动通信性能的噪声主要是加性高斯白噪声（AWGN）,这并非移动通信所特有，这在大多数通信系统中都存在，其主要来源有两个：一类是无源约翰逊噪声，它主要来自于无源器件，如电阻、电容、电路板的分子布朗运动所引起的噪声，另一类是有源霰弹噪声，它主要来自于有源器件，如电子管、晶体管等 移动通信中的干扰 同频干扰 指相同载频电台之间的干扰。若频率管理或系统设计不当,就会造成同频干扰；在移动通信系统中，为了提高频率利用率，在相隔一定距离以外，可以使用相同的频率，这称为同信道复用。采用同频复用时，同频复用距离设置不当，会造成同频干扰。 邻频干扰 是指相邻的或邻近的频道之间的干扰。 由于发射机的调制边带扩展和边带噪声辐射，离基站近的第K1频道的MS强信号干扰离基站远的第K频道的MS弱信号。共信道干扰，即干扰分量落在被干扰接收机带内。互调干扰 由传输信道中的非线性电路产生的。它指两个或多个信号作用在通信设备的非线性器件上，产生同有用信号频率相近的组合频率，从而对通信系统构成干扰的现象。 在移动通信系统中， 产生的互调干扰主要有三种： 发射机互调、 接收机互调及外部效应引起的互调。 假定由于输入回路选择性较差，同时有三个载频分别为、的干扰信号进入接收机高频放大级或混频级，而我们需要接收的信号载频为。一般非线性器件的输出电流ic与输入电压u的关系式为：式中，是由晶体管特性决定的系数，通常。当把作用于晶体管的信号代入上式，经展开整理后，输出回路电流ic的频率成分是十分复杂。当取到三次项（即n=3）时，产生的谐波及组合频率应为： 当产生的组合频率与接收信号频率0接近时，就会形成对有用信号的干扰，通常称这种干扰为三阶互调干扰。可见，三阶互调干扰有两种类型，即二信号三阶互调和三信号三阶互调：多径干扰和多址干扰，多径干扰主要是由于电波传播的开放性和地理环境的复杂性而引起的多条传播路径之间的相互干扰；而多址干扰是由于多个用户信号之间的正交性不好所引起的，对于模拟移动通信系统，不同用户使用不同的频段，主要滤波器隔离度做的好，就能很好的保证正交，对于GSM系统，不同用户使用不同的时隙，主要时间选通隔离度做的好，也能很好的保证正交，而CDMA系统，小区内的用户使用相同的频段，相同的时隙，不同的用户的隔离是靠扩频码来区分，而这种码往往很难完全正交，所以多址干扰在CDMA系统中表现的尤为突出。4、路径损耗与传播模型无线通信系统的性能主要受到移动无线信道的制约。无线信道的传播模型（以波长或时间作为参考值）l 大尺度传播模型：描述发射机和接收机之间长距离（几百米或几千米）上的信号场强变化。l 小尺度传播模型：描述短距离（几个波长）或短时间（几秒）内接收场强的快速波动。大尺度效应: 包括视距路径损耗/绕射、阴影和雨或植被造成的衰落等效应。用来预测无线覆盖范围。小尺度效应: 短距离（几个波长以内）或短时间（秒量级）内接收信号强度经历的剧烈变化。产生原因:无线信号的多径传播，用于传输技术的选择和接收机的设计。图3 路径传播与损耗本节主要阐述大尺度效应和大尺度传播模型。自由空间的传播模型条件：理想的均匀介质；无阻挡、反射、折射、绕射，无吸收。由于电磁波能量的扩散，距离增加时，能量仍然会衰减。直射波可近似按此模型进行计算。自由空间中距发射机d处天线的接收功率（Friis公式）：其中：Pt为发射功率；Pr(d)为接收功率，是T-R距离的函数；Gt是发射天线增益；Gr是接收天线增益；d是T-R间距离（m）；L是系统损耗因子（L=1）；为波长（m）。注：对于各向同性天线（D1，天线物理尺寸）辐射功率为时，则距离辐射点源d处的功率密度为为：接收天线的有效接收面积为：，G为接收天线的增益。当D=1的无方向性接收天线的有效接收面积为接收天线的接收功率Pr为：天线增益与天线的有效截面Ae相关，即： 有效截面Ae与天线的物理尺寸D相关。与载频相关：Friis自由空间模型仅当d处于发射天线无场区域时适用。天线的远场：超过远场距离df的地区。其中远场距离：。其中，D为天线的最大尺寸，并且要求：dfD和df取d0为参考距离（d0=df），由当dd0时，自由空间的接收功率为：由于接收电平的动态范围非常大（几个数量级），经常以dBm或dBW为单位来表示接收电平。Pr(d0)的单位为W。参考距离d0在室内环境的典型值取为1m，室外环境取为100m或者1000m。例4.1 求解最大尺寸为1m，工作频率为900MHz的天线的远场距离。例4.2 如果发射机发射50W的功率，将其换算成（a）dBm（b）dBW。如果该发射机为单位增益天线，并且载频为900MHz，（c）求在自由空间中距天线100m接收功率为多少dBm。（d）10km处为多少？设接收天线为单位增益。路径损耗：路径损耗可表示为发射信号功率和接收信号功率的比值，或者是有效发射功率(dB)和接收功率(dB)之间的差值，表示信号衰减。式中：为电波传播频率；为收发天线距离。地面反射模型反射的条件：当电波传播中遇到两种不同介质的光滑界面时，如果界面的尺寸远大于电波的波长时，产生反射。反射的表现：反射角入射角地面反射（双线）模型反射波与直射波的路径差：图4 双线反射模型通常：所以：；对应的相位差：。因此，接收的合成场强：R=-1；则可见， 处的接收功率：即：考虑到地面反射后，陆地传播损耗时距离的4次方。注：该公式仅适用于远距离时的传播损耗计算路径损耗模型及实际链路的预算设计前面介绍的几种传播模型（自由空间传播模型、地面反射双线模型）都是理想化的模型。实际应用环境非常复杂。实际应用的模型大多都是通过理论分析和实际测试相结合来获得。理论分析针对应用环境，找出主要的影响因素，建立模型，通过仿真或计算得出传播模型。实际测量根据大量实验所得测量数据，绘出传播损耗的曲线或拟合成解析式，再抽象出传播模型。对数距离路径损耗模型自由空间损耗模型：地面反射模型：引申：其中：n路径损耗指数（表明路径损耗随距离的增长率）；d0近地参考距离（远场点）（宏蜂窝：1km ）；d发送机和接收机之间的距离。书中表4.2给出了几种典型环境下的路径损耗指数。对数正态阴影模型对数距离损耗模型未考虑环境变化的影响。如果考虑上环境的影响，路径损耗服从对数正态分布，即：-高斯分布：均值为0，方差为，单位为dB。该模型可用于无线系统设计和分析过程中，对任意位置的接收功率进行计算机仿真。从对数正态阴影模型可以看出，对数路径损耗(in dB)，服从正态分布，可以利用Q函数（或误差函数）来确定接收信号电平超过（或低于）某一指定电平的概率。Q_function定义如下：对于Q函数，满足。因此，接收信号电平超过某一指定电平的概率可以通过下式进行计算：同样地，接收信号电平低于指定电平的概率可以通过下式进行计算：无线电波的区域覆盖很明显，由于阴影效应，在覆盖区域中，部分地方的接收信号电平可能会低于所需要的信号门限电平。因此有必要计算在覆盖边界以内的区域覆盖百分比。对于一个基站在中心的半径为R圆形覆盖区域，接收信号门限电平为，需要计算有用覆盖区域的百分比。假设在离发射机d=r处，接收信号电平大于指定门限电平的概率为，则：根据，有：如果在r处的路径损耗以R为参照来看的话，则有：因此，令，有：如果设定有R处的接收信号电平，也就是使a=0，则有：显然，边界区域覆盖的计算有赖于路径损耗指数n及接收信号电平的方差，有人以边界接收信号电平在于指定门限的概率以及的值做出了一个图（如图所示），通过该图可以直接查到边界覆盖百分比。路径损耗指数n及接收信号电平方差的计算例 Four received power measurements were taken at distances of 100m, 200m, 1000m, and 2 km from a transmitter. These measured values are given in the following table. It is assumed that the path loss for these measurements follows the model in the following equation:Where d0=100m:Find the minimum mean square error (MMSE) estimate for the path loss exponent, n;Calculate the standard deviation about the mean value;Estimate the received power at d=10km using the model presented above.注：Distance from transmitterReceived power100m0dBm200m-20dBm1000m-30dBm2000m-60dBm解:根据题意，依题中所给出公式可以计算出距离发射机距离分别为100m,200m,1000m,3km处的接收信号功率的估计值，如下表所示Distance from transmitterReceived power（）Estimated power ()100m0dBm0200m-20dBm-3n1000m-30dBm-10n2000m-40dBm-13n估计值与实际测量值的方差为：经验路径损耗预测模型前面我们已经推倒了自由空间的传播损耗公式，但实际的信道环境却是非常复杂的。考虑实际传播环境因素后，如何计算传播路径损耗，这是一个非常复杂的问题，但对实际的移动通信系统的设计和规划却是必要的。多年来，人们针对不同的环境提出了许多基于实测数据的经验模型，通过这些预测模型我们可以计算考虑了实际传播环境因素后的传播路径损耗。例如，在进行基站设计时，往往需要确定基站的覆盖区域或半径，即进行链路预算。基站和手机之间增益和损耗的预算如图所示，考虑下行链路，基站发射机功率为Pt；Gt和Gr分别为发射天线和接收天线的增益；LT为空间传播路径损耗。和主要是由馈线、连接头、双工器引起的损耗。因此到达手机接收机前的接收功率电平Pr为：图5 基站和手机之间增益和损耗比较与手机的接收灵敏度可以确定基站的覆盖范围。上式中关键是求，如果是自由空间传播，则不会产生反射、折射、散射、绕射和吸收等现象，只存在因扩散而造成的衰减。其基本传输损耗PL可以由下式计算（具体的在前面已有叙述）：但由于移动通信信道并非自由空间，而是一个非常复杂的环境，空间传播路径损耗会受到频率、距离等因素的影响，还会受到地形地貌、建筑物分布及街道分布等不确定因素的影响。可以想象要定量的估计这些因素的影响是一件非常困难的事情。但是又是我们系统设计和规划所必须面对的。好在前人已经帮我们做了这个复杂而细致的工作。这就是建立传播预测模型。对传播预测模型的研究主要有三种方法：理论分析、现场实测方法及二者结合。 l 理论分析，即用电磁场理论或统计理论分析电波在移动环境中的传播特性。并用各种数学模型来描述移动信道。往往要提出一些假设条件使信道数学模型化，所以数学模型对信道的描述都是近似的。即使这样，信道的理论模型对人们认识和研究移动通信仍可起指导作用。l 现场实测方法，即在不同的传播环境中，做电波传播实测试验。测试参数包括接受信号幅度、延时以及其他反映信道特征的参数。对实测数据进行统计分析，可以得出一些有用的结果。由于移动环境的多样怀，现场实测一直被作为研究移动通信的重要方法。目前工程领域中用到的绝大多数预测模型都是通过现场实测方法得到的。在现场实测方法中，最早最著名的就是Okumura模型，此外还有Okumura-Hata模型、cost231-Hata模型、cost231-Walfish Ikegami模型及Keenan-Motley模型等。这些模型各具特点，但都对不同的地形、地物特征进行不同的处理。在这些模型中，对地形可以分成两大类。中等起伏地形传播基准 地面起伏高度不超过20m ，起伏缓慢，峰点与谷点之间的水平距离大于起伏高度。在进行传播模型设计时，一般以中等起伏地形为基准，其它地形在基准模型的基础上增加一些校准因子就可以了。不规则地形 如：丘陵、孤立山岳、斜坡和水陆混合地形等统称为不规则地形。按照地物的密集程度不同可以分为三类地区：开阔地：在电波传播的路径上无高大树木、建筑物等障碍物，呈开阔状地面，如农田、荒野、广场、沙漠和戈壁滩等；郊区：在靠近移动台近处有些障碍物但不稠密，如有少量的低层房屋或小树林等；市区：有较密集的建筑物和高层楼房。在计算各种地形、地物上的传播损耗时，均以中等起伏地形的市区的损耗中值或场强中值作为基准基准中值或基本中值。传播损耗取决于传播距离d 、工作频率f、基站天线高度和移动台天线高度等。在大量实验、统计分析的基础上，可作出传播损耗基本中值的预测曲线。Okumura (奥村)模型也称电波传播损耗的图表预测法，是根据Okumura 在东京地区进行大量实测的基础上提出来的。它是通过大量的传播实验，利用统计的办法找出各种地形地物条件下的传播损耗（或接收场强）和距离、频率、天线高度间的关系，绘制出电波传播特性的计算图表，根据这些图表可以方便地对接收场强进行预测。应用环境：频率150MHz1920MHz（可扩展到3GHz）、距离1km100km、天线高度301000m。模型如下：其中：为传播路径损耗中值，为自由空间传播损耗；为大城市地区当基站天县高度为200m、移动台天线高度为3m时相对于自由空间的中值损耗，又称为基本中值损耗；该值与电波频率和两天线之间的距离均有关系，一般通过查图获得该值。典型中等起伏地上市区的基本中值Am(f,d) 与频率、距离的关系曲线如图所示：从图中可以看出，随着频率升高和距离增大，市区传播基本损耗中值都将增加。为基站天线高度增益因子。如果基站天线高度不是200m ，则损耗中值的差异用基站天线高度增益因子来修正。为移动台天线高度增益因子。移动台天线高度不是3m ，则损耗中值的差异用移动台天线高度增益因子来修正。当移动台天线较高时，其高度增益还与环境条件有关。为地形地物修正因子，如下图所示：Okumura 模型的特点与不足：Okumura 模型对地形、地物进行分类，使用完全客观的实验数据使其能在相应的环境下获得较准确的预测，因此得到广泛的应用。完全基于测试数据，不提供任何分析解释。许多情况通过外推曲线来获得测试范围以外的值，尽管这种外推法的正确性依赖于环境和曲线的平滑性。模型本身也有不足，如对地形的定性划分不可避免地导致对通信环境的主观判断。对地形的变化反应较慢。例：使用Okumura模型求解d50km，hte=100m, hre=10m,且为市区环境的路径损耗。已知载频为900MHz。Hata模型由于使用Okumura模型，需要查找其给出的各种曲线，不利于计算机预测。HATA根据Okumura的基本中值场强预测曲线，通过曲线拟合，将Okumura模型中的经验曲线与图表提炼成更加便于工程上使用的经验公式，即HATA模型。HATA在提出这个模型时作了以下三点假设，以求简化：()作为两个全向天线之间的传播损耗处理；()作为准平滑地形而不是不规则地形处理；()以城市市区的传播损耗公式为标准，其他地区采用校正公式进行修正。HATA模型的适用条件：f为150MHz1500MHz；基站天线高度为30200米；移动台天线高度为110米；通信距离d为120Km。市区路径损耗公式：其中：距离d单位为km，频率fc的单位为MHz。基站和移动台天线有效高度和的单位为m。基站天线有效高度的计算：设计基站天线离地面的高度为，基站地面的海拔高度为，移动台天线离地面的高度为，移动台所在位置的地面海拔高度为，则基上天线的有效高度，移动台天线的有效高度为。（注：基站天线有效高度计算有多种方法，如：基站周围510公里的范围内的地面海拔高度的平均；基站周围510公里的范围内的地面海拔高度的地形拟合线等，不同的计算方法一方面与所使用的传播模型有关，另外也与计算的精度要求有关。）移动台天线修正因子：郊区路径损耗：农村路径损耗：Hata模型的PCS扩展科学和技术研究欧洲协会(EURO-COST)组成cost-231工作组开发Hata模型的PCS扩展版本，提出将Hata模型扩展至2GHz频段。所以该模型也称为Hata模型扩展。适合条件 频段：1500-2000MHz；基站的天线有效高度30-200m；移动台天线高度：1-10米；覆盖距离：1-20km。其传播损耗公式为：其它室外模型Longley-Rice模型：应用于f为40MHz到100GHz之间，不同种类的地形中点对点的通信系统。可以做到点到点方式的预测和区域预测。Durkin模型：建立访问服务区的地形数据库，可看成是二维阵列，然后计算沿径向的路径损耗，最后仿真的接收机位置可被重复地移动到服务区不同的位置来推导出信号场强轮廓。五、接收信号中的四种效应在上述信道主要特点和传播方式的作用下，接收点的信号将产生如下的特点： l 阴影效应 由于大型建筑物或其它物体的遮挡，在于障碍物的后面产生的传播半盲区。 l 远近效应 由于移动用户距离基站有远有近，这样近处的用户信号就会对远处的用户信号产生抑制。（功率控制） l 多径效应 由于用户所处位置的复杂性，到达移动台天线的信号不是由单一路径来的，而是由许多路径来的众多的发射波的合成。由于电波通过各个路径的距离不同，因而由各路径来的反射波到达时间不同，相位也不同。不同相位的多个信号在接收端叠加，有时同相叠加而加强，有时反相叠加而减弱。这样，接收信号的幅度将急剧变化，即产生衰落。这种现象就叫多径效应。产生的衰落称为多径衰落。l 多普勒效应 由于用户处于高速移动中（这一现象只产生在大于等于70Km/h），从而引起传播频率的扩散。由此引起的附加频移称为多普勒频移（多普勒扩散），可用下式表示：式中i是入射电波与移动台运动方向的夹角。六、小尺度多径传播基本概念：定义：无线电信号在经过短距或短时的传播后，其幅度的快速衰落。特点：多径衰落信道主要表现：l 经过短距或短时传播后，信号强度急速变化；l 在不同多径信号上，存在多普勒频移引起的随机频率调制；l 多径传播时延所引起的时间弥散（回音）。1. 影响小尺度衰落的因素：l 多径传播；l 移动台的运动速度；l 环境物体的运动速度；l 信号的传输带宽（相对于相干带宽）。2. 多普勒频移相位变化：频率变化（多普勒频移）：由此可见，是v、的函数：1)2)例：若一发射机发射载频为1850MHz，一辆汽车以26.82m/s的速度运动，计算在以下情况下接收机的载波频率：（a）汽车沿直线朝向发射机运动（b）汽车沿直线背向发射机运动（c）汽车运动方向与入射波方向成直角3. 多径信道多径信道假设基站发射一个极短的脉冲信号，经过多径信道后，移动台接收信号为一串脉冲，结果脉冲宽度被展宽了。这种因多径传播造成信号时间扩散的现象称为多径时散。需要注意的是，多径性质是随时间而变化的。如果进行多次发送脉冲试验，则接收到的脉冲序列是变化的，它包括脉冲数目，脉冲大小及脉冲延时差的变化。将发送的脉冲理想化为冲激函数，则得到的是冲激响应。将冲激响应的多径时延离散化为相同的延时段，称为附加时延段。每段时延宽度均等于，其中为接收机第一次收到的信号。规定，N表示相等间隔的多径分量的最大数目。第i段时延内收到的多径信号表示多径信号分离出的具有时延的信号。这种最化为时延段的技术确定了信道模型时延的精度，模型中的频率间隔为，换言之，该模型可用于分析带宽小于的传输信号。多径无线信道的时变离散冲激响应模型如图所示：图 多径无线信道的时变离散冲激响应模型因此，接收信号为各个不同路径的散射信号之和，即：式中，是第i条路径（信道）的衰减系数；为第i条路径的相对传输时间差（简称时延）。带宽与接收信号功率在实际的无线通信系统中，采用信道测量技术来测出多径信道的冲激响应。考虑两种极端情况下的信道测量技术，在相同多径信道中具有不同带宽的两种信号，具有完全不同的小尺度衰落。宽带信号通过多径信道考虑一个有规律的无线信号，为：其中，p(t)表示具有很窄时宽的重复基带脉冲序列，是重复周期，远大于信道中附加时延的最大测量值。于是，一个宽带脉冲将产生一个与多径信道冲激响应近似的输出。令： 同时令p(t)对其它所有有意义的附加时延来说都0。则该信号经过多径信道的输出r(t)为p(t)与信道冲激响应的卷积：为确定某一时刻的接收功率，必须测出功率，称为信道的瞬时多径功率延迟分布，其值等于多径信号在时间内所接收的能量除以，有：注意，如果所有多径分量都由测试脉冲p(t)确定，则对所有均有，并且：对于宽带测试信号p(t)，比信道中多径分量的时延小。上式表明，接收总功率仅与多径分量各自的功率总和有关，利用测试脉冲有宽度与幅度之比及信道的最大观测附加时延来度量。假设多径分量接收的功率构成了一个随机过程，其中各分量有随机分布的幅度和相位，则从前面的分析可得出测量宽带波形的平均小尺度接收功率为：从前面的分析可以得出一个结论：若传输信号能分离出多个路径，则小尺度接收功率就是各多径分量接收功率之和。窄带信号通过多径信道考虑一个连续波（CW）信号取代脉冲信号，其传输信道与脉冲信号相同，令复包括为c(t)=2，则瞬时接收信号复包络表示为：瞬时功率为：当接收机在本地范围移动时，信道在r(t)上随之改变，接收信号强度就会随和的起伏变化而变化。考虑几乎不变（在短时间内，可以将信道等效为一个LTI），但会由于空间传播距离的改变而大幅度变化，也就是说，由于r(t)是多径分量特性，导致r(t)随接收机短距离运动（波长的数量级）而发生很大起伏。因此考虑本地范围内的平均接收功率为：其中：是路径幅度相关系数。当到达接收机端的相位相互独立，幅度互不相关时，则上式本地范围内CW信号的平均功率等于宽带信号的平均接收功率。由此可见，本地范围内接收的宽带及窄带信号的总平均功率是相等的。当传输信号带宽远大于信道带宽时，多径结构在任何时刻都可被接收机分离。但是若传输信号带宽很窄（例如基带信号的持续时间比信道附加时延大很多），那么多径不能被接收机分离。许多未分离的多径分量的相移会导致大幅度的信号起伏（衰落）。Example5.34移动多径信道的时间色散参数功率延迟分布功率延迟分布（Power Delay Profile, PDP）是一个基于固定时延参考量的附加时延的函数，常以相对接收功率图的形式表示。将基于本地的瞬时功率延迟分布取平均就可以得到功率延迟分布，可用它来求解平均小尺度功率延迟分布。时间色散参数人们常用一些参数来量化多径信道，这些参数包括时间色散参数，如平均附加时延，rms时延扩展以及附加时延扩展（XdB）。这些参数可由功率延迟分布得到。平均附加时延（Mean excess delay）为功率延时分布的一阶矩。rms时延扩展是功率延迟分布的二阶矩的平方根，定义为：其中：功率延迟分布的最大附加时延（XdB）定义为，多径能量从初值衰落到低于最大能量XdB处的时延。也就是说，最大附加时延定义为，其中是第一个到达的信号，是最大时延，其间到达多径分量不低于最大分量减去XdB（注意：最强多径信号并不一定是到达）。的值有时也称为某功率延迟的附加时延扩展。下图为RMS时延扩展的典型测量值下图为时间色散参数的图示：Example5.4相干带宽定义：在该频率范围内，信道是平坦的。即：所有谱分量以“几乎”相同的增益和线性相位通过信道（统计意义上的）。换句话说：相干带宽是一特定的频率范围，在该范围内，任意两个频率分量具有很强的幅度相关性。设双路径信道，并以第一条路径为参考。表示双路径散射信号幅值关系的比例常数，而代表路径2与参考路径1的时变相对时延。则:等效信道的传递函数：等效信道的幅度特性：若（n为整数）即两条路径信号同相时，接收信号出现峰点；而当，即两条路径信号反相时，接收信号出现谷点，如下图所示：相邻两个谷点的相位差为故有，或写作式中，Bcoh是两个相邻场强均为最小值（即两信道保持强相关）时的最大频率间隔，它就是相干带宽。在工程应用中，对于角度调制信号，相干带宽可用下式估算：式中为时延扩展。时延扩展是由反射及散射传播路径引起的现象，而相干带宽是从rms时延扩展得出的一个确定关系值。相干带宽是一定范围内的频率的统计测量值，建立在信道平坦（即在该信道上，所有谱分量均以几乎相同的增益及线性相位通过）的基础上。换句话说，相干带宽就是指一特定频率范围，在该范围内，两个频率分量有很强的幅度相关性。而频率间隔大于的两个正弦信号受信道影响大不相同。如果相干带宽定义为频率相关函数大于0.9的某特定带宽，则相干带宽近似为：如果将定义放宽至相关函数值大于0.5，则相干带宽近似为：总之，相干带宽是信道频率选择性的测度。相干带宽与信号带宽之比越小，信道的频率选择性越强；反之，相干带宽与信号带宽之比越大，信道的频率选择性就越弱。频率选择性衰落是由发射信号在信道内的时间扩散引起的，会引起码间干扰。从频域看，接收信号频谱的某个频率分量的增益就会比其它分量的增益大，从而使接收信号发生畸变。Example5.55.多普勒扩展和相干时间时延扩展和相干带宽参数是用于描述信道时间色散的两个参数，但它们并未提供描述信道时变特性的信息。信道的时变特性主要是由于移动台与基站之间的相对运动引起的，或是由电波传播路径上的物体的运动引起的。即时变特性的主要原因是“运动”，因此可用多普勒扩展和相干时间来描述小尺度内信道的时变特性。多普勒扩展BD(