DCM-CCM临界控制的APFC电路设计规范.doc

-DCM/CCM 临界控制的APFC电路设计规范规范编码：版 本：V1.0密 级：机密安圣电气研究管理部执笔人:高拥兵页 数：共 15 页 DCM/CCM 临界控制的APFC电路设计规范2000年6月22日发布 2000年6月22日实施深 圳 市 安 圣电 气 有 限 公 司前言本规范于2000年6月22日首次发布。本规范起草单位：二次/工业电源研究部、研究管理部技术管理处本规范执笔人：高拥兵本规范主要起草人：赵林冲、朱品华、李晓、董晓鹏本规范标准化审查人：刘善中本规范批准人： 华麟本规范修改记录：更 改 信 息 登 记 表规范名称: DCM/CCM 临界控制的APFC电路设计规范 规范编码: 版本更改原因更改说明更改人更改时间目 录摘要.5缩写词/关键词/解释.51.来源.52.适用范围.53.规范满足的技术指标（特征指标）.54.详细电路图.55.工作原理简介.66.设计、调试要点.77.局部PCB版图（可选项）.118.元器件明细表(详见附录).119.附录.13附录1.元器件明细表.13附录2.应用反例（可选项）.15摘要： 本规范介绍了一种DCM/CCM临界连续控制方式的APFC电路，该电路一般应用于中小功率AC/DC电源整流模块中（75W-1000W），作为前置变换器，起输入功率因数校正作用。 关键词：DCM/CCM 临界控制，APFC缩略词解释CCM：Continuous Current Mode，电感电流连续模式DCM：Discontinuous Current Mode ，电感电流断续模式APFC：Active Power Factor Correction，有源功率因数校正1.来源 本规范中的电路来源于GSM3.0 AC/DC模块S2T24M1M1单板，已经在GSM3.0 AC/DC模块中得到的批量使用验证，与之相关的外围单元电路有输入EMI电路、后级双管正激DC/DC变换电路。 2.适用范围 该单元电路可用于交流输入的中小功率整流模块中（75-1000W），如一次电源10A整流模块，工业电源的GSM3.0和HR项目，UPS的充电器等。3.规范满足的技术指标（特征指标）本单元电路在GSM3.0 AC/DC电源的PFC 电路得到验证。该电源的规格为：输入：AC 150V280V输出：DC 407.5V开关频率：变频方式，满载时最低工作频率为34KHz。输出功率：900W（MAX）实际的测试结果表明，220V输入条件下，输入电流的THD值在5%以内，输入电流谐波满足IEC1000-3-2（A）标准要求。功率因数大于0.99，效率为97.3%。 4. 详细电路图图1 单元电路原理图 5. 工作原理简介 图2 电感电流和MOSFET驱动波形 电路原理图和工作波形示意图分别如图1，图2所示。PFC主电路采用通用的BOOST形式，从图中可知其工作原理为：利用电阻R102，R114，R184，R185检测PFC电感T101电流，与基准相比较，当电流达到正弦基准电流 （为输入电压信号与电压环误差放大器输出的乘积） 时，产生一个关断信号断开功率管Q102，随之PFC电感电流下降，当电路检测到电感电流过零时，产生一个开通信号开通Q102，从而保持电感电流始终工作于连续和断续的临界状态，工作波形示意图如图2所示。PFC电感电流的峰值包络线跟随电流基准信号，是一个与输入电压同相的正弦波形。通过差模电感L101和电容C113，C174将PFC电感的峰值电流滤为平均值，就在输入端得到一个与输入电压同相的正弦电流。通过临界连续控制方式，可方便实现单位输入功率因数，并因二极管D101的电流过零关断可消除其反向恢复损耗和寄生振荡，使变换器的控制更加简单，效率得到提高。6.设计、调试要点设计中的关键在于PFC电感的设计，需综合考虑输入电压范围、输出功率、最低工作频率、输出电压等参数设计。6.1 GSM3.0 AC/DC模块DCM/CCM临界控制APFC电路详细设计计算6.1.1 技术参数：输入电压： AC 150V280V输出电压： DC 407.5V输出功率： 0900W效率： 0.97 (150VAC输入时大于0.95） 6.1.2 Boost电感计算：6.1.2.1 电感量选取由于电感工作在断续与连续边界方式，峰值电感电流为：功率管开通时间为 (1)电流基准为 (2)将（2）代入（1）式得 (3)由以上推导过程可知，由于功率管导通时加在PFC电感上的电压和峰值电流基准波形相似，因此功率管的开通时间与输入电压相角无关。由于PFC电感工作于临界连续方式，则有 变换得 (4) (5)将(3)代入(5)得 则 变换得 设最低工作频率为33KHz，则， 最终调整值为：190uH6.1.2.2 电感设计采用双磁芯E42/21/15，其 ， 取Bmax=0.35T， 则有 ，取N=30匝正常工作时电感最大电流为动态时电感电流峰值为20A，对应最大磁感应强度为0.356T，低于铁氧体磁芯的一般饱和限值0.4T。正常工作时输入电流有效值为电感电流最大有效值为采用16*33#铜线4股并绕30匝。导线截面积为，最大电流密度为3.65A/mm2 。6.1.2.3 电流过零检测绕组设计功率管关断时，PFC电感绕组最高电压为最大输出电压，也即PFC输出过压点，为1.08Vo=439V；最低电压为。MC33368控制的电流过零检测典型阀值为1.2-0.2=1.0V，选取电感电流过零检测绕组为3匝，匝比为110，验算绕组参数如下：设模块最高输入过压保护点为295Vac，则辅助绕组上最高电压为，最低电压为。取电流过零检测回路中串联电阻为22K，则最大钳位电流分别为 ，满足5mA的检测电流限制要求。在150-280Vac的正常输入工作电压范围内，PFC电感电流过零检测绕组在电流过零前的最低电压为11.5/10=1.15V，大于典型阀值1.0V，可保证在输入电压范围内正确检测电流过零信号。当输入电压超出此范围时，将可能检测不到正确的电流过零信号，此时PFC电路也可工作，但将不能保证DCM/CCM临界工作状态，在输入电压峰值点处（典型值为大于398V时），电感电流将可能处于连续工作方式。6.1.3 电流检测电阻在小功率应用中，功率管的电流检测可利用串联电阻来实现，电阻的取值需考虑工作电流峰值和控制芯片的过流保护点，验算如下：功率管工作电流峰值即为PFC电感电流峰值，为17.9A。MC33368电流检测峰值点为1.5V。在正常工作范围内实现电流检测，要求。为了限制动态时功率管的峰值电流，该电阻取值不能太小，实际选取四个0.3欧/3瓦的金属膜电阻并联使用，这样功率管动态时的最大峰值电流为。6.1.4 功率管的设计选取：功率管的电流有效值为 稳态工作时功率管的峰值电流为17.9A，动态工作时功率管的峰值电流为20A。功率管的电压峰值为PFC输出过压保护点电压 。功率管可选择IXYS公司的IXFH32N50 或APT公司的APT5015BVFR/ APT5015BVR（500V 32A Rd=0.15)6.1.5 二极管二极管平均电流： 二极管峰值电流为: 17.9A，二极管的峰值电压为439V。由于实现了输出整流二极管的软恢复，因此对其反向恢复性能要求较低，可选取IXYS公司的：DSEI 30-06A（600V/37A/1.4V/35ns) 6.1.6 输出滤波电容设输出电容能够维持10ms，输出电压跌落至380V。 847uF该电容工作时耐压407.5V，最大可能电压439V，取两个450V，390uF的电解电容并联，在电容上并470K，2W的放电电阻。6.1.7 整流桥后电容电容两端最大电压为417V，当输入电压为150Vac时，忽略输入差模电感纹波电流，该电容输出峰值电流为最大输出 为 设电容最大为20V，则有由于该电容中流过很大的纹波电流，选取ESR较低的电容，实际选取两个/ 聚丙烯电容并联，最大为18.5V。6.1.8 输入差模滤波电感输入差模电感的作用是滤除PFC电感电流中的高频分量，设电感纹波电流小于1A，则要求实际选取电感为210uH，采用一个环形铁粉芯磁芯CA132-26，两个绕组差模方向绕制，分别接入输入相线和零线，线径为1.2mm，匝数均为22匝。磁芯型号为CA132-26， 绕线最大电流密度为6.1.9 驱动电路功率管的驱动采用对管推挽驱动方式，驱动的对管分别选为2N4401，2N4403，驱动电阻Rg=5.1欧。6.1.10 吸收电路在DCM/CCM控制方式下，功率管关断峰值电流较大，其幅值为输入电流峰值的两倍，在输入或输出动态跳变时关断电流峰值会更大。为保证功率管安全工作，需要加吸收电路。RC吸收具有电路形式简单，吸收效果较好等优点。设功率管关断时间为100ns，则有，经过实验确定吸收电路参数为，。6.2 整机指标变化时的相应调整办法当电路的参数发生变化，如输入电压范围，输出电压值，输出功率等参数发生变化时，可根据第6.1中计算方法设计选取相应参数。6.3 PCB布板考虑因素6.3.1由于该电路采用峰值电流控制方式，电流采样信号对于干扰很敏感，需注意电流采样信号回路，尽量减小其长度和面积。 6.3.2 布板时尽量减小D101阳极与Q102漏极之间的连线长度，以减小线路寄生电感、降低Q102 电压尖峰。6.3.3 D103应靠近Q102放置，以有效抑制功率管栅极震荡负压。6.3.4 在满足安规要求的前提下尽量减小功率回路面积，以减小EMI干扰。 7.局部PCB版图（可选项） 8.元器件明细表 参见附录1元器件明细表 9.附录附录1.元器件明细表元件位置序号MRPII编码主要参数厂家型号第二供应商及型号第三供应商及型号L10110011070210uH-9A万兴S2T24M1L3金骏T10110011072190uH-20A海光S2T24M1L1万兴G101，G10215030010600V/6ARECTRONRS605Q10215060072500V/32AIXYSIXFH32N50APT APT5015BVFRQ1011505000240V/0.6AMOTOROLA2N4401Q1031505000340V/0.6AMOTOROLA2N4403D10115010075600V/30AIXYSDSEI30-06D10315010020100V/1AIR11DQ10MOTOROLAMBR1100D1411504002418V/1WMOTOROLA1N4746AC113，C17408030123630V/1uF厦门法拉CBB20-630V-105-KC1010801004025V/100uFNICHICONUPL1E101MEHNCCC1020803014763V/0.1uF自贡双峰CL21X-63-100nJC170080300611000V/330pF成都宏明C12-D 1000V-330pFC17308030030630V/0.01uF厦门法拉CL21-630V-103-KF10C109，C11008010339450V/390uFNICHICONLLU2W391MHLCR102，R114R184，R185070106650.3/3WKOASPRX3T631A0.3JR1830701066133/3W四川永星RY21-3W-33 -JKOAR109070105845.1/W四川永星RJ14-1/4W-5.1-FKOAR11007010656470K/2WKOASPR2T52A470KJR113070105592K/W四川永星RJ14-1/4W-2K-FKOA 控制电路参数见DCM/CCM 临界模式的APFC控制电路设计规范。 （分页）附录2. 应用反例（可选项）3.8.1 驱动电路 开始预研时PFC功率管采用如图4所示的驱动电路，加电工作时出现MC33368的电压基准不稳的问题，导致PFC输出电压不稳，纹波达数十伏，需要在MC33368的基准端外接电压基准对其强制稳压后才能正常工作。MOTOROLA公司工程师建议在MC33368的驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管，以抑制可能出现的负压对控制芯片CMOS电路工作产生影响。为此，他们也制作了一块电路板，采用MC33368输出直接驱动功率管方式，工作一切正常。但我们采用图4驱动电路时，在MC33368的驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管后，改善效果并不大。对比分析发现原因为在我们电路中MC33368的LEB信号直接从MOSFET的栅极取出，而由于Q101，Q103的存在，在芯片驱动信号输出及地之间接一个肖特基二极管并不能消除MOSFET栅极负压，该负压传到LEB端口影响芯片CMOS电路工作；而采用芯片输出直接驱动MOSFET方式时，由于没有Q101和Q103，MOSFET栅极负压也得到抑制，MC33368的QRIVE和LEB端口均没有负压影响，故可正常工作。根据此原因，将肖特基二极管移到MOSFET的栅极和地之间，直接抑制栅极震荡负压，使MC3