模拟视频详解.doc

模拟视频信号已经应用了几十年，至今仍在使用。最原始且最常见的通用视频标准包括了NTSC（美国国家电视系统委员会）以及PAL（逐行倒相制式）。其它的现代消费模拟视频传输系统包括了S-Video、分量视频(Component Video)、专业GBR视频以及计算机RGB系统。本文将探讨部分模拟视频信号的需求，并讨论它们之间有何相似点和差别以及如何简化此类视频系统的模拟输入/输出设计。 全部数字化尚未实现 现代的视频系统通常同时在前端及后端采用数字化处理。这是由于此类系统确实拥有较好的灵活性，并具有相应的低成本及集成特性，因而数字化产品更吸引消费者。既然如此，那么为什么不简单的将所有相互连接的视频都放到数字域处理呢？ 数字视频传输以串行数字视频（SDV或SDI）的形式推广了若干年，但由于成本问题，应用主要局限于专业广播系统。新近的数字传输系统包括了DVI以及HDMI。此类系统得到较好的普及，特别是针对于高端系统。 在2006年的国际消费电子展上，“年代久远”的模拟视频传输系统分量视频仍被视为最主要的机顶盒与显示器互连方式。同时，许多“低成本”的视频系统虽然缺乏高端特性，但仍广泛应用于世界范围。在某些地区，价格仍然是约束消费者购买能力的最重要因素，大多数的居民无法承受HDTV的价格。因此传统的CVBS及S-Video将继续服役至若干年之后。 视频的命名法及背景 视频的色彩信息通过线性化的（三原色）红、绿及蓝(RGB)分量获取。由于CRT显示技术的限制，此类基本的色彩信息需要采用非线性的形式（即所谓的伽玛矫正gamma-corrected color）进行处理。为了区分真RGB以及非线性的伽玛修正RGB，人们采用了RGB。 由于全部三个信号需求较大带宽，因此传统的消费视频无法使用RGB。为了降低带宽、成本，并解决延迟及现今的运行功耗等问题，RGB信号在算法上进行了处理，从而造就了不同形式的视频信号。 最为重要的信号是亮度（brightness，或称之为光亮度luminance）。国际照明委员会(CIE)所规定的真实亮度(Y)的解析度应通过线性化的RGB得到。由于在RGB中加入了非线性的成分(Gamma)，亮度将无法保持真实性。因此，针对所有的视频系统，人们采用了光亮度（luma Y）并在技术上严格的定义。 类似的，由于采用了非线性化的RGB术语，色浓度(chroma，C)的称谓也取代了原本的色度(chrominance)亦称为色彩信息，由色调及饱和度组成。色彩所具有的不同信号PB、PR、R Y以及B Y同样参照此方式表示非线性化的伽玛修正信号。其它的术语包括了U、V、I以及Q，但一般不作标刻记号，因为此类术语仅作为数学方程式的符号而没有用于CIE色彩空间。尽管如此，仍然有观点认为这些术语也应具有标刻记号，因为它们同样基于非线性化的元素。图1所示的简化RGB信号流展示了此类视频术语创建的方式，但忽略了某些元素，例如同步信息。 图1 消费接口的通用RGB视频信号流 模拟视频传输CVBS及S-Video 最初的NTSC及PAL系统所采用的单线传输系统通常称为合成视频基带信号，即CVBS。一般来说，此类系统的带宽限制低于6MHz。但需要注意，SMPTE（运动图像及电视工程师协会）的170M标准在技术上并没有以任何方式对亮度通道的带宽进行限制，仅是针对色度或色彩不同的信号进行了限制。尽管如此，由于射频传输的需要，绝大多数系统还是把带宽限制在4.2MHz。 CVBS信号最为重要的电压电平需求包括了-40 IRE（286mV用于NTSC以及300mV用于PAL）同步信号以及+100 IRE（714mV用于NTSC以及700mV用于PAL）视频信号。此类电平可在标准间细微的变化，但其所示的值仍分别代表了此类信号的一般电压。 事实上CVBS信号在这个140 IRE的区间，具有75%的色彩饱和度。但是，许多人都忽略了色彩可达到100%的饱和度。从而使得CVBS信号有可能达到的值分别为NTSC：286mV + 935mV =1.221Vpp，PAL：300mV + 933.5mV = 1.2335Vpp。该电压值高于其它标准的视频信号，一旦忽略，将有可能导致潜在的视频信号削波失真。 CVBS信号最大的问题之一在于亮度与色度信号的组合。由于此类信号可能占据相同的频谱，因此，很难将信号彼此分离却不显露人为处理的痕迹。这就是存在众多相异的视频解码（其专业术语诸如2D、3D、3D自适应等）的梳状滤波器。但即使是采取了诸如此类的技术，在试图分离两个视频信号时，人为处理的痕迹仍然有可能，或是确实存在。 消除此问题的最好办法是在最开始就不将亮度信号与色度信号合并。S-Video正是如此，且可生成比CVBS更优良的图像。S-Video的带宽与CVBS极为相似，通常低于6MHz。使用S-Video的唯一缺点是必须采用两条传输线。模拟视频传输分量视频 为了在S-Video的基础上进行改良，分量视频出现了，免除了对色度信号的调制，从而最终减少了误差。分量模拟视频保持了重要的一致亮度(Y)信息，但却分别保存了色彩差异的信息。PB是蓝色的色彩差异信号，而非原先用于数字域色彩差异的CB 。类似的，PR是红色的色彩差异信号，而CR则是数字域中红色的差异。 分量视频亮度的1Vpp电压幅度需求在本质上于与CVBS亮度相同。亮度同步信息为 -300mV信号，视频信息为700mV信号，在同步信号电平之上。色彩差异信号可支持700mVpp，其同步信息处于电压范围的中点，而非亮度的底端。 分量模拟视频(YPBPR)包括了多个差分格式。此类格式包括了标准清晰度(SD)、增强型清晰度(ED)以及高清晰度(HD)视频。SD视频包括了基于NTSC的480i (aka 525i)以及基于PAL的576i (aka 625i)，在此 i 标注指代了隔行(interlaced)视频。此类视频系统具有高达6.75MHz的亮度带宽以及3.375MHz的PB 及 PR 信号带宽。对于同步信息来说，除了色彩差异信号采用了中点电平之外，其余均与CVBS相同。 增强型清晰度(ED)视频包括了基于NTSC的480p (aka 525p)以及基于PAL的576p (aka 625p)。在此 p 标注指代了逐行扫描，因此需求更大的带宽。亮度信息限制在12MHz，同时色彩差异信息限制在6MHz。同步电平的需求与480i一致，但宽度较短(2.33us vs. 4.7us)，刷新率较高。 高清晰度(HD)视频包括了720p、1080i 以及 1080p。720p及1080i 的亮度信号所具有的带宽限制为30MHz，同时其色彩差异信号的带宽限制为15MHz。1080p的亮度信号限制于60MHz，色彩差异信号限制于30MHz。SMPTE的274M及296M标准允许改变帧速率及采样速率，从而可改变此类模拟带宽，但绝大多数系统还是采用了上述的数值。在此须注意到，带宽及同步宽度可以，也确实在，随着其各自的波形而改变，毕竟针对每一信号都有诸多的须考虑选项（720p多达8个，1080i/1080p多达11个）。 此类HD视频信号的电压需求与480i及480p的需求一致。亮度通道需求1Vpp，同时色彩差异通道需求700mVpp。但HD信号的同步信息却有所不同，采用了三电平(tri-level)同步。尽管如此，其底端电平仍将随着CVBS、480i 及 480p所依循的传统的300mV单同步(single-sync)脉冲而漂移。由于三电平同步及更快的信号率，720p的同步宽度缩短至0.54us，1080i短至0.59us，而1080p则可以缩短至0.296us。 模拟视频传输计算机及专业接口 当涉及到计算机的RGB视频信号时，您将面对一个信号所需求超大矩阵，该矩阵基于像素分辨率及刷新率，兼容大部分的视频电子标准协会(VESA)标准。在此须注意，在计算机领域，RGB尽管常用，但其本质属于非线性的伽玛修正信号，实际上应为RGB。消费类视频信号与RGB之间最大的不同点在于全部三个RGB信号均需求及其一致的信号带宽。 RGB信号具有最高的频率需求，可超过148.5MHz（1920 x 1440 于 75Hz 时），并且毫无疑问的还将更高。因此，处理能力需要充分的提升以满足上述三个超大带宽的信号。而诸如YPBPR的系统对处理能力的需求则较低（由于采用了4:2:2的处理），因此可用于较为廉价的系统。对全部三个信号的定时同步是极为重要的，否则将产生色彩偏移(color shifting)。为产生纯净的白色，所有三个信号都必须是100%的饱和，而同时仅有的亮度信号是作为消费类信号的需求。一般来说，将亮度(brightness或Luma)从色调/饱和度、色浓度或色彩差异信息中分离处理可实现更轻松的校准。对于消费类视频信号来说，定时同步也不再像对于RGB那么至关重要。 计算机RGB的电压需求与700mVpp的亮度信号需求大致相同。唯一的差别是其同步信号可能但不一定包含在信号中。同步信息可独立完成，在此情况下需求两根独立的信号线水平同步线及垂直同步线。某些时候，上述两个同步信号也可合并至单个信号H+V同步信号。大量的时间及同步信息被包含在绿色信号中RGsB。其它的时间及同步信息被包含在全部三个信号中RsGsBs 或 sRGB。当同步信号内嵌至视频信号时，其幅度为300mVpp，与传统的亮度信号一致。很明显，同步持续时间取决于信号的分辨率及刷新率。此参数可变，可从3.8us（640 x 480 于 60 Hz时）缩短至0.74us (1920 x 1200 于 85Hz时)，乃至更短，例如，降低消隐(reduced blanking)的1920 x 1200 分辨率于 60Hz时需要0.208s的刷新同步。 最后，在专业及广播系统中，所采用的将是GBR。SMPTE 分量标准规定了亮度信息将被置于第一通道，蓝色色彩差异信息被置于第二通道，而红色色彩差异信息被置于第三通道，该组成与YPBPR的命名法一致。由于亮度通道(Y) 携带了同步信息，而绿色通道(G)也携带了同步信息，在此层意义上G应排在首位。而由于蓝色色彩差异通道(PB)居中，红色色彩差异通道(PR)位于末尾，在此层意义上B信号应居于第二通道而R应居于第三通道。从而硬件可使用GBR实现更好的兼容性而非RGB。 对于以下的每一标准480i/525i、576i/625i、480p/525p、576p/625p、720p、1080i 以及 1080p来说，每个GBR信号的视频及同步幅值都分别等同于Y的需求。在此须注意，由于众多GBR系统的同步被内嵌至全部三个通道，但不一定是所有的系统都如此。此类系统带宽的需求实质上等同于上述方法中SD、ED及HD标准所分别对应的亮度带宽需求。与计算机的RGB信号类似，对于视频信号及其显示的校准来说，其每一信号的定时也不是那么至关重要。 表1例举了视频信号的模拟需求。由于每一视频系统都有许多其它的不确定性，下列数字仅代表了最优的起始值。对于理想的最小化转换速率值来说，通式SR = (2 Pi F 0.707 Vpeak * 2)采用了Vpeak表述1V (2Vpp)，并假定输出缓冲处于最差状态下，0.707作为-3dB在给定频率点上的-3dB幅值，而2倍乘缓冲的因子仅作为保障。在实际系统中，视频信号不需要从0V上升至1V（1Vpp or 0.5Vpeak），而更趋向于0V 至 700mV（350mV峰值）以实现从纯黑至纯白。对于输入缓冲器来说，其幅度是输出缓冲器所需求的一半。因此，表1中所采用的信息仅可作为起始值。 * 通常采用限制(limit)表述，而非需求(required) 模拟滤波 为何滤波甚至可用于模拟视频呢？依照最初的情形，模拟视频信号通常转换为数字视频信号，反之亦然。对于诸如DVD录像机等显示及接收设备来说，转换意味着需采用模数转换器(ADC)来实现。对于机顶盒及DVD播放器来说，转换意味着需采用数模转换器(DAC)。但不管是ADC还是DAC都具有采样频率所确定的镜像。此类镜像可混叠(“fold”)至基带并导致图像质量的下降。 尽管DAC或ADC具有数字滤波的能力，转换器外部的模拟滤波器仍然是必须的。镜像在此类系统中将持续存在，除非进行滤波。其原因很简单：转换器仍在采样并因此而产生镜像。 为满足SMPTE滤波的需求，系统整体应满足一定标准，而不仅仅是其本身的滤波器。许多DAC都已经具备了数字滤波及插值滤波器。为转换器本身提供了极大的帮助。在此基础上再结合模拟滤波器，即可满足SMPTE的需求。 为了保持良好的成像质量，此类数据转换器的镜像必须被滤除（敬请参见图2）。此时，在信号通路上配置模拟滤波器就显得极为重要。在使用了DAC的系统上，很重要的一点是需采用滤波器消除DAC的镜像（又称为重建滤波器reconstruction fliter）。而在诸如显示器的输入设备上，也绝对的要求采用滤波器。 因为显示器实际上可能连接到任意信号源，而此类信号源很可能不具备滤波功能，或是滤波能力匮乏。此外，当接口存在强电磁干扰(EMI)时，ADC的抗锯齿滤波器将能使任意视效上的问题最小化。同时，作为附带的优势，抗锯齿滤波器还同时降低了信号的总体噪声电平（通过降低带宽）。 通过滤波抑制标准分辨率视频的DAC镜像 同时消除DAC及ADC的镜像将改善视效质量。但是，该采用何种滤波器？其众多极点又该如何选择呢？对于视频信号来说，什么样的转降频率(corner frequency)、平坦度以及群延迟(group delay)又是最合适的呢？如果向10个工程师提出上述问题，你有可能得到10个不同的答案。 在最初的情况下，针对于每一视频信号的转降频率可相对简单的确定。理想的状况是具有尽可能平坦的通带，并在接近数据转换器采样频率点后最大程度的衰减。如果仅有上述需求，您一定会想到椭圆型或切比雪夫型(Chebyshev)的滤波器。在仅关注幅度的平坦度及衰减时，此类滤波器是理想的可支持任意系统以满足SMPTE滤波器特性需求。但群延迟是不能被忽略的，因为SMPTE标准同样包含了对群延迟的限定，系统应该同时满足上述因素，而不仅仅是某一方面。 群延迟定义为相位的改变量（弧度/秒）除以频率的改变量。群延迟越为平坦，相位随频率的变化就越为线性化。在时域，这对于脉冲响应是极为重要的。模拟信号传输系统首要考虑的就是基于时间的系统。假设某视频显示的每一像素都从纯黑变化至纯白，而后又从纯白回复到纯黑。这就意味着在某一像素帧，视频信号电压将从0mV尽可能快的提升至700mV，而后在下一像素帧又回复到0mV。如果在不同的频带具有不同的群延迟变化量，则将会发生过冲(overshooting)及振荡(ringing)。椭圆型及切比雪夫型滤波器由于群延迟变化过大，因而将会产生振荡响应。在显示时，此类振荡将产生叠影(ghosting)或边沿模糊尽管拥有幅度衰减上的优势，但不足以掩盖此缺陷。 因此，必须很好的平衡幅度平坦度、转降频率、衰减及群延迟方能实现一个可满足要求的视频滤波器这就是在该问题上存在诸多不同观点的原因。通常公认的做法是采用巴特沃斯(butterworth)滤波器作为可接受的折衷，以用于消费视频。此类型的滤波器具有极大的平坦幅度响应、合理的衰减速率以及可接受的群延迟。巴特沃斯滤波器不是绝对完美的，但大抵足以满足上述系统。 滤波器示例 源自德州仪器的新型THS73x3系列集成滤波器/放大器采用了改进的五阶巴特沃兹滤波器。其改进稍稍降低了Q值，或称峰值因子(peaking factor)。并尽最大努力最小化了群延迟改变量。其缺点是通带平坦度不及真正的巴特沃斯滤波器，但衰减特性近乎一致。 该系列器件采用了五个极点，而非四或六个极点，因为奇数阶的滤波器具有真正实数极点，较之偶数阶滤波器所实现的复数极点更具优势。尽管某些人认为实数极点无关紧要，但真实世界体验证明了实数极点可使有源滤波系统真正受益，特别是在采用Sallen-Key架构时。Sallen-Key系统所具有的高频信号通路贯穿整个系统，可相对轻松的实现高于放大器带宽限制的高频信号传输。系统中的实数极点将任意高于放大器带宽限制的高频信号分流至地，从而有助于确保滤波器在极高频率下依然可滤波。 为了极力说明群延迟及幅度平坦性的效果，TI的网站提供了使用滤波器高级程序(Filter Pro Program)所仿真的其它滤波器。如所仿真的五极点、0.5dB切比雪夫型滤波器，转降频率（-0.5dB下降）为10MHz。此外还仿真了五阶改进型巴特沃斯滤波器，转降频率（-3dB下降）为8.5MHz。图3展示了两个滤波器的幅度响应。切比雪夫滤波器具有所预期的0.5纹波，但其“平坦区域”超过10MHz，极大地超过了巴特沃斯型的平坦度。此外，切比雪夫型的衰减速率也更高，在27MHz的临界点处衰减超过了56dB。巴特沃斯型在27MHz处仅可达到46dB。但实际上，46dB的衰减通常已经足以满足视频系统。 图3：滤波器幅度响应 图4展示了滤波器的相位及群延迟响应。切比雪夫型滤波器相对于巴特沃斯型滤波器具有更大的群延迟改变量，特别是在降频率处。该特点在相位响应上依然可见。需要记住的是，对于绝大多数的系统，群延迟的绝对值是本质上相关的。因此群延迟的变化量更为重要。 图4滤波器群延迟及相位响应 图5展示了采用不同滤波器系统的脉冲冲击响应。脉冲转换时间为37ns，为27MHz DAC理论上所能提供的阶跃。改进型的巴特沃斯滤波器具有较小的群延迟改变量，其响应更为优良。两种滤波器的过冲近乎一致，但切比雪夫型滤波器所具有的振荡响应将持续可观的总体时间。 图5滤波器脉冲响应 图6展示了上述脉冲响应的放大图。许多视频系统都试图将变化量维持在小于1 IRE（或7mV左右）。图中所示的最小等值线间距为10mV。由此可见，在施加了脉冲之后，切比雪夫所响应的最短1 IRE转变时间将高达480ns左右，相比较而言，改进型巴特沃斯的“稳定”(“settling”)时间约220ns。较长的响应时间可能导致负面的效应，诸如叠影及模糊。 图6滤波器频率响应放大图 当采用有源滤波器时，需要记住的是，滤波器的Q值越大，对放大器的带宽需求也越高。在采用贝塞尔(bessel)或巴特沃斯滤波器，乃至更高阶版本时，应保持每一级的Q值相对的低。采用椭圆或切比雪夫设计的滤波器的响应具有较高的Q值，从而需要更大带宽的放大器方能实现适当的匹配。否则，放大器对滤波器的冲击将改变所期望的响应。假定大带宽匹配可通过改变元件值的设计实现，但放大器间(amplifier-to-amplifier)的改变量却开始变得比以往更加重要。 无源vs.有源 无源滤波器因其极为廉价而常见于当今的系统。然而，此类滤波器也具有PCB面积、额外的元件总量、更多的装配时间、通带信号丢失、对电感的电磁干扰及容忍度方面的缺点。电感及电容通常具有+/-10%的误差，特别是对于低成本的元件。因此，由于独立元件之间(component-to-component)的改变量以及实际上所涉及的多个极点，此类容忍度将对滤波器的响应产生很大的冲击。 蒙特卡洛(Monte-Carlo)是很有用的分析工具，可察看对无源滤波器性能的影响。其仿真展示了当采用+/-10%容忍度的元件时，转降频率、平坦度、衰减及峰值都将有可观的改变。 采用有源滤波器可改善无源滤波器的不足。半导体处理工艺，诸如THS73x3器件所采用的BiCom-3工艺，其单元间(element-to-element)匹配非常紧密，通常所见的电阻间(resistor-to-resistor)以及电容间(capacitor-to-capacitor)的改变量小于1%。在此需注意，外部元件值的绝对量将会有较大的变化，通常可达10%乃至更高，取决于元件及元件类型。其元件变化量将影响滤波器的转降频率及衰减特性。 然而，在集成有源滤波器设计中，例如THS73x3所采用的单位增益Sallen-Key滤波器设计，其平坦值及峰值可非常严格的控制。对单位增益Sallen-Key滤波器的敏感性分析（在此由于篇幅约束而无法详叙 ）说明了只要电阻间和电容间，以及其单位增益一起紧密地匹配，实质上的改变量仅为转降频率而不影响Q值。Q值的改变将引入严重的群延迟，这是不期望的。随着高质量电阻及电容的使用，且假定放大器固有带宽较之滤波器转降带宽高很多，有缘滤波器可实现比无源滤波器更优的控制特性。此外有源滤波器典型的占用更少的PCB面积，仅采用1个元件即可实现，极大的降低了总元件数量。 多极点无源滤波器所存在的另一严重问题是其转降频率无法轻松改变，除非更换元件以使其更为昂贵或更为廉价。而具有可选择性滤波器的有源滤波器设计可轻松的实现转降频率的改变。这对于无须改变滤波频率CVBS及S-Video系统也许不是太有吸引力的特性，然而，对于分量视频系统来说，可改变的滤波频率却具有很大优势，因为实际的分量视频可能为SD、ED、HD(720p/1080i)或1080p HD。 可改变的滤波频率对于接收分量YPBPR或GBR信号的接收机系统尤其重要。例如，固定35MHz的无源滤波器被用于允许分量信号输送至显示器。然而，当480i或576i SD分量信号施加于输入端时，将会有什么现象呢？对于此类信号，通用的DAC采样频率是27MHz。如果DAC不具有重构滤波器，镜像将出现在27MHz基波的两端，并将直接通过显示器的35MHz无源滤波器。其结果是镜像无衰减，而显示则很可能非常糟糕。 上述状况还可见于ED 480p/576p信号。此类信号通常具有54MHz的采样频率，视频带宽为12MHz。因此，二次奈奎斯特(Nyquist)区域镜像将开始出现在42MHz。如果无源滤波器转降于35MHz或更高，对此镜像的衰减将非常小，从而再次导致糟糕的成像质量。 在此可选择性的滤波器变得极为重要，因为要同时在DAC侧(THS7303)及ADC侧(THS7353)采用滤波器。此类集成的滤波器/放大器结合了可选择性的五阶改进型巴特沃斯滤波器，可设定为9MHz以用于SD信号，16MHz以用于ED信号，35MHz以用于HD 720p/1080i信号，或是设定为150MHz的旁通(bypass)模式以用于非常高速的信号，诸如1080p。图7图示说明了上述论点。 图7：固定滤波器vs可选择性滤波器在处理YPBPR信号上的优势 THS73x3的每一通道都可以独立的控制，提供了额外的灵活性。由于具有了该特性，某些可选择35MHz以作为亮度(Luma)通道，或选择16MHz以作为色差通道，适应于基于模拟信号带宽的需求。但该系列器件同时也存在着一个缺点：不同滤波器所对应的延迟将随同一频率标度处会发生改变。如果不通过数字信号处理，则可能导致时域上的问题。 高端系统也同样得益于可选择性的滤波器，因为其相位切换及群延迟是非常重要的参数。在此16MHz滤波器可用于SD信号，确保了在涵盖SD的频谱上都拥有非常平滑且平坦的响应，且实质上时域的脉冲响应无过冲。该受益同样可应用于35MHz滤波器以支持ED信号，或是旁通模式以支持HD信号。 最后，无源滤波器的阻抗将会随频率发生极大的改变。从而会同时导致DAC及ADC的互感(interaction)问题。此外，如果源阻抗或终接阻抗超过75ohm的需求，还可能导致振荡问题。THS73x3系列有源滤波器/放大器弱化了此类问题。在10MHz时，其输入阻抗可大于1Mohm，同时其输出阻抗小于1ohm。从而可消除ADC 反冲(kick-back)的现象或解码器输入箝位的问题。电源电压及功耗 决大多数的视频系统采用独立供电的数据转换器（3.3V供电）。如果该电源能同时用于视频滤波器/放大器，则系统将有可能减少一至两个电源，从而使得系统更简洁，并可降低了成本。THS73x3系列器件是该领域的探路者，可运行于2.7V5V的单电源。该系列器件采用的BiCom-3处理工艺，设计工作于此类电压，且在其整个电压范围内都没有性能上的降低。实际上，某些规格参数，例如差分增益及相位，都因更低的电源电压而得到改善。 图8展示了THS7303作为DAC的放大器缓冲器的典型配置，可接收外部输入，采用了3.3V电源供电，并在输出端采用了中沉校准(SAG correction)。 该图可作为本文其他部分的参考。 图8：典型系统配置，THS7303采用了3.3V电源电压，并采用DC+偏移量(DC+shift)、AC-STC以及AC偏置模式耦合DAC输入，中沉校准(SAG corrected)线路驱动输出。 另一个考虑因素是功耗。与THS73x3系列类似的5V单电源供电部件并不是很少见，但很多器件的功耗都超过50mW，甚至高达1.2W，从而可能导致很高的芯片温度并容易影响设备的长期可靠性。但THS73x3系列器件的功耗仅为55mW， 采用3.3V供电运转。该特性卓有成效地降低了所关注的热耗，并确保了可靠性。 该系列器件的每一通道都可独立的关断(shutdown)，以降低功耗。当所有的通道都处于关断状态时，总的电流损耗小于1uA。因此，此类器件可应用于诸如便携式或USB供电系统等功耗敏感性的系统。 信号耦合 对于单电源供电低至2.7V的设计来说，其中的关注点之一是视频信号是否会产生削波失真。在此，适当的直流偏置对于设计来说是十分重要的。对于不同类别的视频系统及设计，关键点之一是提供足够的灵活性以适当的调节THS73x3的偏置。 在系统设计中若采用了THS7303或THS7313作为6dB增益放大器，并由接地参考的DAC或编码器进行驱动，则直流(DC)输入模式是理想的。问题在于DAC所产生的电压将低至何种程度。如果同步信号（在视频信号中典型的处于最低电压）低于50mV，则6dB放大器的输出需要产生低于100mV的电压。然而由于晶体管的饱和状态限制（CMOS及双极型都存在此类情况），使得放大器极难产生此类低电压。 为了消除此类限制，所有的THS73x3产品都采用了DC+偏移模式，以为视频输入信号提供内置的直流电压偏置。由于该偏置仅为内置，因而将不会对信号产生影响。该偏置还确保了THS73x3在输入不适宜（甚至低至0V）的情况下输出端也不会因为饱和而导致削波。 如果DAC输出电压最低值仅为100mV，则直流输入模式是最优的。该模式对系统所施加的偏置电压没有要求。但需要注意的是任意放大器都具有偏置，THS73x3也不例外。尽管偏置电压典型的很小，但部件间(part-to-part)的差异确实存在。 如果DAC采用了诸如3.3V、1.8V的电源或外部的输入作为参考，则采用AC耦合是最优的模式。AC耦合允许THS73x3忽略源极的直流偏置点，并将重新确立其自身的直流偏置点。AC耦合选项包括了AC偏置(AC-bias)以及AC同步端钳位(sync tip clamp)。 AC偏置模式非常简单。THS73x3通过两个电阻设定电源与地电平之间的电压划分。AC偏置模式的输入阻抗约为20k。因此，所使用的电容应该足够大以确保任意倾斜(tilt)或下降(droop)问题的最小化。一般来说，4.7uF 10uF的电容即可合乎要求。该模式最为适用于色度(Chroma)或色差信号，同时也可用于亮度(Luma)信号、GBR 信号或计算机RGB 信号。由于信号是AC耦合，且DC偏置点也随平均信号电平而变化，因此，对于携带同步信息的信号，最好采用AC偏置模式，并通过5V电源供电，以确保不产生削波失真。 正在申请专利的AC同步端钳位(STC)模式（图9）最为适用于处于视频信号最低电平的同步信号。这就意味着亮度(Y)信号、带同步的GBR信号或是带同步的计算机RGB信号都很适宜采用AC-STC模式。THS73x3的同步端钳位系统具有内置的电流吸收(current-sink)以释放耦合电容，单个滤波器以消除有可能出现的高频信号相互干扰，单个放大器用以监测输入端电压与参考电压之间的差值，并具有一个晶体管以用于在信号低于参考电平时对电容充载。因此，该同步钳位系统是动态的系统，在任意情况下都不依赖于定时校准。此类系统还通常被称为直流重构(DC-restore)系统，优于二极管钳位系统。后者的问题在于易受任意高频信号或过冲(overshoot)的影响，从而将导致不期望的DC偏置点过度偏移以及信号的削波失真。 图9：AC-STC基本系统 THS73x3系列的灵活性允许用户调节某些AC-STC功能，包括了500 kHz、2.5MHz 及 5MHz之间的STC滤波器。这点非常重要，因为所应用的信号标准（敬请参见表1）具有不同的水平同步宽度(horizontal sync width)。如将500kHz滤波器应用于720p亮度信号，STC电路将无法衔接操作，而系统也将悬起。但如果是应用于充满噪声或强烈振荡的CVBS信号，500kHz滤波器将很好的抑制THS73x3内部的直流偏置点漂移 AC-STC模式允许选择放电电流(discharge current)。如果出现于THS73x3输入端的电压下跌至低于参考电压，系统将以最高2mA的电流充电以增加电压。而如果电压一定程度的高于参考电压，情况又如何呢？放电电流将降低电容上的电压，放电速率等于I/C = dV/dT。该电流可选择为2uA、6uA以及8uA。具有高的放电电流使得系统可更快的捕捉信号并更好的抑制嗡鸣(hum)噪声（当50Hz或60Hz的线路信号耦合至系统时）。其它时候系统则需求较低的放电速率以改善线路上的倾斜或下降，特别是当视频信号在整条线路上保持不变(hold constant)的时候。由于AC耦合及放电电流的影响，DC信号将会向下倾斜，通常可接受的全线路倾斜小于1 IRE。此类可选择性的允许系统实质性的连接至任意外部源，而无需手动改变输入电容值。 图8还展示了2:1输入多路复用器(MUX)的特性。此多路复用器，并结合用户可配置的输入耦合方式（不同通道间完全独立），可允许THS73x3应用于众多不同的系统。 输出能力线路驱动放大器最通常采用的输出配置是交流耦合。交流耦合通过消除所有可能的直流偏置电流实现，并使得系统更为通用。在放大器的输出端，通常可采用220uF 1000uF的电容来降低线路的倾斜(tilt)。 在某些系统中，直流偏置电流并不被看重，相比较之下，成本及PCB尺寸更有可能被看重的。THS73x3具有轨至轨输出放大器级，因而可允许顺畅的直流耦合，其输出摆幅范围为低于电源电压100mV至地电平之间，可驱动高达80mA的电流。 另一些系统或许需求交流耦合，但PCB尺寸仍然重要。THS7303及THS7313具有足够的灵活性，可通过SAG（中沉校准）的方式实现上述目标。SAG校准需要两个电容，但电容更小通常情况下，47uF及33uF的电容可实现与330uF电容等同的抗倾斜性能。电容值分别增加至68uF及47uF可使得其性能与470uF电容相当。 SAG功能通过某频段上的增益随频率增加而减少实现上述等效效果。放大器的增益抵消了47uF的电容降低，使得可实现的通带得以扩展。33uF电容的选取旨在获取低峰值，或称品质因数(Q-enhancement)。此类“等效”使得视频系统实现了更低的线路倾斜或下降特性，特别是对于场方波信号。 图10采用THS7303及THS7313展示了实现SAG（中沉校准）的基本配置。尽管其它厂商也可采用SAG，但其系统通常需要更大的电容或更大功率的电源以解决系统中存在的大直流增益问题。 要了解SAG功能的原理并不困难。在直流情况下，放大器增益因内部的675电阻与878反馈电阻的串联而有所增加。在高频情况下，输出电容与SAG反馈电容被短路，675电阻与150电阻相当于并联，并定位于6dB的系统增益。直流增益的增加与适当的电容比使得SAG所实现的功能更为近似于使用更大电容。 图10：THS7303系统级框图，展示了SAG特性 图11展示了在图10