简析BOOST-BUCK变换器.doc

引言目前，功率因数校正问题是许多电器设备都需要解决的问题。对此，人们提出了许多的电路拓扑和控制方案来解决它。其中运用较为广泛的是利用BOOST型变换器来做功率因数校正。这是因为BOOST变换器具有许多其他电路拓扑所不具有的优点，例如输入电流连续，控制简单等。但是BOOST变换器的输出电压必须要比输入电压高，这使得在许多场合中需要再增加一级直流变换器来调整其输出电压，例如BUCK变换器。电路如图1所示，造成了电路成本高，驱动复杂等缺点。对此本文提出了一种新型的BOOST-BUCK电路拓扑，其电路结构如图2所示。该变换器具有BOOST型变换器的大多数的优点，同时还具有输出电压可调范围大，输出电流连续等优点。比较图1和图2，我们可以看出BOOST-BUCK变换器是由BOOST变换器加BUCK变换器集成而成的，通过共用功率MOS管Ms来实现功率因数校正和输出电压的调节的。文献2指出，当利用BOOST变换器做功率因数校正时存在两种主要方法，利用乘法器方法和电压跟随方法。相对于前一种方法，后一种方法仅需要一个开环控制来保持恒定的占空比。当BOOST电路工作在恒占空比的DCM状态就可以实现很高的功率因数。输入电流连续并且近似为正弦波，而且输入电流连续可以进一步减小输入的EMI滤波器。本文采用恒占空比方法来实现功率因数校正。 在稳定状态，功率MOS管工作在固定的频率和固定的脉宽。相对于BOOST变换器，其工作于DCM状态来实现输入的高功率因数；而BUCK变换器则随着负载的变化或工作在CCM或DCM状态。在一个开关周期内，输入电源相当于一个直流电源，为了分析的方便，我们把图2简化一下，如图3所示。假设该变换器已工作在稳定状态。对应与图4，该变换器的一个开关周期内的各个工作模式分析如下： 模式（a）t0-t1：在t0时刻，功率MOS管导通。相对于BOOST变换器而言，二极管D1反向截止；电感电流iL1 流经Vs， L1， D3， Ms返回Vs.而对于BUCK变换器，二极管D1反向截止；电感电流iL2 流经C1， L2， C2&R2， D2， Ms返回C1.两电感均存储能量。 模式（b）t1-t2；在t1时刻，功率MOS管关断。相对于BOOST变换器而言，电感电流iL1通过二极管D1续流；电感电流iL1 流经Vs， L1， D3， D1，C1返回Vs.而对于BUCK变换器，电感电流iL2 也通过二极管D1续流，电感电流iL2 流经L2， C2&R2， D2， D1返回L2.两电感均释放能量。 模式（c）t2-t3；在t2时刻，功率MOS管保持关断状态。电感电流iL1降为零，BOOST变换器暂停工作。BUCK变换器仍然工作在续流状态。 模式（d）t3-t4；在t3时刻，功率MOS管保持关断状态。电感电流iL2 也降为零。电容C2提供能量给负载。 图5（a）显示该变换器工作时的一个开关周期内的关键波形。在设计过程中，BOOST变换器的电感L1必须被设计工作在断续状态。如图5（b）所示，输入电流的峰值会自动跟随输入电压，从而实现功率因数校正。当要实现功率因数校正时，本变换器采用恒频率恒占空比的控制方法来实现功率因数校正。 假设输入的交流电Vin=Vmsinwt，则输入电流的峰值： (1) （1）式中T为开关周期，D为占空比，Ton为开关管的导通时间。从图5（b）可以看出，峰值电流跟随着kVin的包络线。当功率开关管关断后，电感向BOOST的输出电容充电，电流下降。电流下降间（2） （2）式中Vc1为BOOST的输出电容上的电压。 所以变换器的输入电流由（6）式可以确定输入电感L1. 仿真及实验结果仿真所采用的主电路如图2所示，参数设计如下：交流输入为正弦波，幅值Vin=310V，频率f=50hz；BOOST电感L12mH，BUCK电感L22mH；BOOST电容C1=470u，BUCK电容C2100u；功率开关管用IRF840；二极管采用MUR840.输入滤波器电感为2mH，电容为50nf.当输出Vout=86V时，负载R=200 欧姆。输入电压、输入电流、输出电压的波形如图6所示。一个实验电路被用于验证所用电路的实用性。实验参数如下：开关周期为33Khz；输入交流120V；输入滤波器参数为电感2mH，电容0.33uf；BOOST电感L1=1.3Mh，电容C1=470uf；BUCK电感L2=2.1mH，电容C2=1uf；功率开关管为IRF840；二极管为HER107.驱动采用UC3844进行控制。 当输出电压Vout=85V时，测得输入电压电流波形如图8所示。图8 输入电压、输入电流的波形当输出电压Vout=225V时，测得输入电压电流波形如图9所示图9 输入电压、输入电流的波形从图8、图9中可以看出该变换器的输出电压可以高于或低于输