本科论文--单周期控制技术的控制规律和算法.doc

学士学位论文摘 要本文阐述了功率因数校正（PFC）的目的和意义，介绍了常用有源功率因数校正电路拓扑结构、控制技术及其优缺点，对新型单周期控制技术进行了研究，并把单周期控制技术应用于单相Boost电路中。单周期控制技术是一种大信号、非线性PWM控制技术，其基本控制思想是保证在每一个开关周期中开关变量与控制参考量相等或成比例。它具有结构简单、控制精度高、响应速度快，控制性能不受电源参数变化影响等优点。论文中详细介绍了单周期控制技术的控制规律和算法，并对单周期控制技术的可行性进行了分析和讨论。针对传统Boost功率因数校正电路存在的问题，对其进行了改进，提出了基于单周期控制技术的单相Boost PFC电路设计方案，并给出了相应的仿真结果。理论分析和仿真结果都验证了基于单周期控制的Boost PFC电路，能够实现功率因数校正和低电流畸变，控制方法简单可行。关键词：单周期控制；功率因数校正(PFC)；Boost变换器；仿真67AbstractThe article elaborates the goal and significance of the Power Factor Correction (PFC), introduces commonly active Power Factor Correction circuit topology, the control technology and its merits and shortcomings, researches the new one-cycle control technology, and applies the one-cycle control technology in the single-phase Boost circuit.One-cycle control is a large signal nonlinear PWM technology, whose basic concept is to force the average of the controlled switch-variation to be equal or proportional to the control reference in each switch cycle. One-cycle control technology has the merits such as simple circuit structure, high control precision, fast dynamic response and control performance which is not affected by the variation of power parameters. In detail the paper introduces the control rule and the arithmetic of One-cycle control technology, analyzes and discusses the feasibility of One-cycle control technology. With the problems of traditional Boost Power Factor Correction Circuit, the article improved it and designed single-phase Boost PFC circuit based on one-cycle control, and gave simulation results.Theoretical analysis and simulation results prove the Boost PFC circuit with one-cycle control could achieve to low current distortion and to realize power factor correction. The control method is simple and feasible.Keywords: one-cycle control; power factor correction (PFC); Boost Converter; simulation目 录1 绪论11.1 功率因数校正的目的与意义11.1.1 功率因数的定义11.1.2 改善功率因数的措施31.1.3 功率因数校正技术的发展历程31.1.4 单周期控制技术的国内研究现状41.2 本课题研究的目的及意义51.2.1 本课题研究的意义51.2.2 本课题研究的目的61.2.3 论文主要内容62 功率因数校正电路拓扑结构及控制方法82.1 功率因数校正电路的拓扑结构82.1.1 单相PFC拓扑结构82.2 功率因数校正的经典控制方法82.2.1 DCM控制方式92.2.2 CCM控制模式102.3功率因数校正的新型控制方法133 单周期控制技术143.1 传统反馈控制技术143.1.1 基本Buck变换器143.1.2 电压反馈控制153.1.3 电流反馈控制163.2 单周期控制技术183.2.1 单周期控制基本理论183.2.2 单周期控制的电路实现193.3 单周期控制的可行性分析与仿真213.3.1 输入电压扰动抑制223.3.2 跟踪控制基准能力243.3.3抗负载扰动能力254 单周期控制Boost功率因数校正电路设计304.1 主电路拓扑结构设计304.1.1 传统Boost功率因数校正电路及其存在问题304.1.2 改进Boost功率因数校正主电路314.2 控制电路的设计314.2.1 积分复位电路设计324.2.2 比较电路334.2.3 RS触发电路335 单周期控制Boost功率因数校正电路仿真分析355.1 仿真软件PSPICE概述系统仿真355.2 系统仿真355.2.1 基本Boost变换器的仿真355.2.2 传统单周期控制电路的仿真365.2.3 改进的单周期控制电路的仿真385.3本章小结416 结论42致谢43参考文献44附录A45附录B571 绪论1.1 功率因数校正的目的与意义1.1.1 功率因数的定义传统上功率因数(PF)1用表示，其中为电压与电流之间的相角差，这只有当电压和电流均为正弦时才正确，一般意义上的功率因数定义为：PF=有功功率/视在功率=P/VI其中P有功功率 V、I电压、电流的有效值在大多数情况下，输入电压Vi是纯正弦的，其有效值为V，而输入电流i为非正弦，含有大量的谐波，其有效值为： (1.1)式中I1，I2，In电流的基波分量、二次谐波分量、n次谐波分量的有效值。假设基波电流I1滞后于输入电压Vi，相角差为，则有功功率和功率因数可以表示为： (1.2) (1.3)定义畸变因子为： (1.4)于是 (1.5)可以看出，功率因数PF即为两个因子的乘积：一个是相移因子，也有文献称之为相移因数，它描述了负载的电抗特性；一个是畸变因子，也有文献称之为失真因数，它与电流的波形有关。定义总谐波畸变率(THD)为总谐波有效值与基波有效值之比，即： (1.6)由（1.4）（1.5）式可得THD与畸变因子的关系为： (1.7)由上面的推导我们不难得到功率因数和总谐波畸变率的关系: (1.8)由式(1.8)可知，在cos 一定时，THD越大，功率因数也就越低，因此，提高功率因数也就应该从减小基波电压、电流之间的相角差和总谐波畸变率THD两方面入手。当电网中的电流存在谐波时，由于电网阻抗的存在，谐波电流流过电网阻抗，会使负载端电压波形也出现畸变。在电压也含有谐波的情况下，功率因数就不能用(1.8)来定义，其定义有更复杂的形式，但通常电网电压的畸变较小，式(1.8)的误差并不大，因此通常还使用这一定义。功率因数不为1的负载给电网带来电能质量的问题，从式(1.8)来看，这类负载对电网的“污染”可以分为谐波电流和基波无功两部分，它们共同的危害是：(1) 从电网吸取无功电流，导致电网中流动的功率增加，加大了电网的损耗。(2) 增加了发电和输变电设备的负担，降低了电网的实际可以传递的有功率的大小。但是，由于谐波电流是非正弦的畸变电流，它对电网的危害更大：(1)造成电网电压畸变，影响其他设备正常工作。(2)使变压器、发电机、补偿电容等设备损耗加大，温升加大，甚至烧毁。(3)造成中线电流显著增加，使中线严重发热，甚至引起火灾。(4)引起电网谐振，破坏稳定性。(5)造成电网中继电保护装置误动作。谐波的污染与危害已经引起了世界各国的广泛关注。美国海军最先注意到谐波污染问题，并且制定了世界上第一个用于限定电子装置产生谐波的标准，即USMIL-STD-416B，这个标准至今仍为美国军方采用。为了减小谐波危害，国际电工委员会(IEC)也于1982年制定了许多关于电磁兼容的国际标准，如针对中小功率电气设备的IEC555-2，适合大功率电气设备的IEC555-4等。而IEC1000-3-2制定于1995年，是最新、最严格的标准，它适合于每相电流小于16A的电子设备。我国国家技术监督局于1994年3月也颁布了电能质量公用用电网谐波标准(GB/T14549-93)。1.1.2 改善功率因数的措施对于作为主要谐波源且功率因数很低的整流器，抑制谐波并提高功率因数的两种典型代表方法是：一是对电网实施谐波补偿的被动方法，装设补偿装置对其谐波进行补偿，即采用无源滤波或有源电力滤波电路来消除谐波：二是对电力电子设备自身进行改进的主动方法，对整流器本身进行改进。即设计新一代高性能的整流器，在整流器内部采取有源功率因数校正技术，从而改善整流器的工作原理，使其尽量不产生谐波，且电流和电压同相位，使之输入端近乎纯电阻特性，实现高功率因数、低谐波整流。相比而言，针对电网的谐波补偿是一种被动的方法，解决谐波问题的积极方法是清除或降低电力电子设备产生的谐波污染。传统的无源滤波器采用的是LC调谐滤波器，虽然这种方法既可以补偿谐波，又可以补偿无功功率，而且结构简单，一直被广泛使用。但是这种方法的主要缺点是补偿特性受电网阻抗和运行状态的影响，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使LC滤波器过载甚至烧毁。此外，它只能补偿固定频率的谐波，补偿效果不甚理想，同时还存在诸如波峰系数与谐波含量较高等技术问题，仍需进一步改进。无源PFC电路同时作为一种整流电路的前端滤波器工作在工频状态时，使用的电容和铁心电感处于工频低通或带通状态，因而滤波器体积和重量比较大、电感上压降大、功率因数提高有限。有源电力滤波器是功率因数校正的主要方法，其基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。这种滤波器能对电流的频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗的影响。它具有体积小、重量轻、功率因数接近1、输入电流总谐波含量降到10%以下等特点。然而在实际中，产生合适的补偿电流是很困难的。与设置补偿装置来补偿谐波和无功功率相比，在某种意义上说，改进变流器自身性能的方法是一种更积极的方法，也是目前的研究热点之一。目前由于场控高频自关断器件的迅速发展，可以借助它达到减少电网侧谐波电流的目的。其基本思想是，放弃传统的相控整流方案，代之以高频调制原理，然后通过适当的控制策略，使网侧电流遵循正弦波变化规律，这就是新一代整流电路即高功率因数整流器所依据的工作原理。1.1.3 功率因数校正技术的发展历程3回顾PFC技术的发展历程，人们最早采用电感和电容构成的无源网络进行功率因数校正。该方法实现简单、成本低、可靠性高、EMI小。但存在许多缺点，比如输入电流波形差，尺寸、重量大，难以得到高的功率因数，工作性能与频率、负载及输入电压的变化有关。进入80年代以后，随着功率半导体器件的发展，开关变换技术突飞猛进。到80年代，现代有源PFC技术应运而生，由于变换器工作在高频开关状态，这种有源功率因数校正技术具有体积小、重量轻、高效率、功率因数可接近1等优点。80年代末提出了利用工作在不连续导电模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)下的变换器进行功率因数校正的技术，由于其输入电流能自动跟随输入电压，因而可以实现接近1的输入功率因数。这种有源功率因数校正技术因其简单而受到青睐，但一般不用于较大的功率变换器中。90年代以来，有源PFC取得了长足的发展。自1992年起，PESC设立了单相PFC专题，这被看作是单相有源PFC技术发展的里程碑。到1994-1995年， PESC上有关功率因数报道的主要内容是把软开关技术和通常的PFC技术结合以提高功率因数校正电路的性能。近年来，主要是连续导电模式下(Continuous Conduction Mode, CCM)功率因数校正的控制方法，同时，也提出了一些新颖的功率因数校正原理和拓扑结构。90年代初期美国学者Keyue M Smedley提出了一种新颖的控制方法即单周期控制13，单周期控制的理念是基于实时控制开关的占空比，使每个周期内开关整流器二极管输出的脉冲波形的平均值恰好等于或者正比于控制参考量，平均输入电流跟踪参考电流且不受负载电流的约束，即使负载电流具有很大的谐波也不会使输入电流发生畸变。因而将单周期控制技术应用于PFC整流器中可以实现低电流畸变和高功率因数，这种控制方法取消了传统控制方法中的乘法器，使整个控制电路的复杂程度降低。1.1.4 单周期控制技术的国内研究现状3(1)、单周期控制的功率因数校正器重庆大学、燕山大学均从事该课题的研究。重庆大学提出了一种全新的三相高效率Boost型PFC的拓扑结构，通过对流过主开关的电流进行分流，使流过主开关的电流大大减小，因而它工作在很高的频率也不至引起大的开关损耗，功率因数校正的效果很好，目前已经通过了试验样机的调试。燕山大学在该研究课题上得到了河北省自然科学基金的资助，该校主要研究的是单周期控制的单相功率因数校正技术，现在己经完成了200W的单相Boost功率因数校正器的实验样机的研制与调试。(2)、单周期控制的DC/DC(AC)变换器浙江大学从事单周期控制的DC/AC变换器的研究较早，90年代中后期，浙江大学就研制成功了一种基于单周期非线性控制的DC48V-AC220V正弦波逆变器，该逆变器输出电压的稳定精度较高，而且具有优良的动态特性。南京航空航天大学主要从事单周期控制的DC/DC(AC)变换器的研究，其研究成果为:能对单周期控制的半桥式DC/DC变换器、双管正激式直流变换器型高频环节DC/AC逆变器、正反激组合式双向功率流高频环节DC/AC逆变器进行仿真，而且现在已经完成了单周期控制的半桥DC/DC变换器的试验样机。华南理工大学虽然将单周期控制技术应用于开关电容DC-DC变换器，但是该校目前只是对变换器进行了理论分析和系统仿真。(3)、单周期控制的开关功率放大器重庆大学现在正从事单周控制的开关功率放大器这一课题的研究，该校重点针对单周控制的开关功率放大器输出端存在的直流偏置问题进行了理论研究，提出了改进方案，并通过仿真和实验研究进行了验证。目前该校的试验样机已经研制成功。(4)、单周期控制均流技术华南理工大学现在从事该课题的研究，该校在分析了并联开关变换器的交错运行机理之后，提出了一种新型的均流控制方法单周期控制均流技术，这种均流控制技术利用单周期的积分性质和动态响应快的特点对并联运行变换器的电流进行控制，确保了各单元电流的平均分配。该校将这种新型的均流控制技术应用于并联Boost DC-DC变换器，采用不连续的交错运行方式，对其控制电路进行了理论探讨、设计和制作。目前该校的试验样机己经研制成功，而且均流控制方法、均流效果良好。1.2 本课题研究的目的及意义1.2.1 本课题研究的意义首先谐波的危害十分严重。谐波使电能的生产、传输和利用的效率降低，使电气设备过热、产生振动和噪声，并使绝缘老化，使用寿命缩短，甚至发生故障或烧毁。谐波可引起电力系统局部并联谐振或串联谐振，使谐波含量放大，造成电容器等设备烧毁。谐波还会引起继电保护和自动装置误动作，使电能计量出现混乱。对于电力系统外部，谐波对通信设备和电子设备会产生严重干扰。抑制谐波和提高功率因数还在于其对电力电子技术自身发展的影响。电力电子技术是未来科学技术发展的重要支柱。有人预言，电力电子连同运动控制将和计算机技术一起成为21世纪最重要的两大技术。然而，电力电子装置所产生的谐波污染已成为阻碍电力电子技术发展的重大障碍，它迫使电力电子领域的研究人员必须对谐波问题进行更为有效的研究。抑制谐波和提高功率因数更可以上升到从治理环境污染、维护绿色环境的角度来认识。对电力系统这个环境来说，无谐波就是“绿色”的主要标志之一。在电力电子技术领域，要求实施“绿色电力电子”的呼声也日益高涨。目前，对地球环境的保护已经成为全人类的共识。对电力系统谐波污染的治理也成为电工科学技术界所必须解决的问题。因此，抑制谐波提高电力电子装置的功率因数成为一个十分重要的课题。1.2.2 本课题研究的目的虽然很多人己在PFC电路的拓扑结构和控制策略方面作了大量的卓有成效的工作，并己取得了显著的成果。但是这些方法中，或多或少的存在这样或那样的缺陷。本论文在对这些拓扑结构和控制策略研究分析2的基础上，设计了一种运用单周期控制技术的单相PFC整流器。运用该控制技术，可以在整流器的输入端得到很高的功率因数，且不受负载电流的影响。由于单周期控制是非线性和标准的脉宽调制(PWM)控制方法。对半导体开关变换器，运用单周期控制技术，许多不可实现的或以前由于太复杂而不能实现的功率处理任务，现在可以很容易的实现。单周期控制的核心电路包括带复位的积分器、几个线性器件和逻辑器件。单周期控制使昂贵的非线性电路单元和高速微处理器不再成为必需。而且，这种新的控制方法非常通用，能被用来控制单相和三相功率因数校正整流器，能直接应用于所有的DC/DC开关变换器，而且还可以用来控制有源电力滤波器。单周期控制技术概念直接而且电路实现简单，因此它为开关变换器提供了一种很好的控制方案。1.2.3 论文主要内容论文将单周期控制技术成功的应用于单相高功率因数整流器中，主要做了以下几方面的工作：(1)、介绍了功率因数校正的目的和意义；阐述了电网谐波污染问题和谐波抑制的方法；分析了功率因数校正技术的研究背景与研究现状。(2)、第二章介绍了PFC系统经典控制方法和新型控制方法。(3)、第三章详细介绍单周期控制技术的发展和控制原理，以及目前单周期控制技术的应用。(4)、论文第四章boost功率因数校正主电路和单周期控制电路设计。(5)、在第五章中介绍单周期控制功率因数校正电路仿真分析，并对电路进行了改进，给出了仿真波形。(6)、第六章，对论文的工作进行了总结。2 功率因数校正电路拓扑结构及控制方法2.1 功率因数校正电路的拓扑结构2.1.1 单相PFC拓扑结构单相功率因数校正的主电路拓扑结构4,6通常采用开关变换器，从原理上说，任何一种DC-DC变换器拓扑如Buck, Boost, Buck-Boost, Fly-back, Cuk, Septic及Zeta变换器都可以作为PFC的主电路。图2.1给出了其中的三种常用的主电路拓扑，无论采用那种主电路拓扑结构，只要能使AC/DC变换器的输入电流波形跟踪输入电压波形，逼近正弦，就可以提高功率因数。 (a) 单相Boost变换器 (b) 单相Buck-Boost变换器(c) 单相Cuk变换器图2.1 常用功率因数校正的主电路拓扑结构2.2 功率因数校正的经典控制方法功率因数校正器中可以使用多种控制方案，其中包括传统的平均电流控制、滞环控制和峰值电流控制，也可以应用非线性技术。以下以功率因数校正系统为背景，论述各种典型的控制方案。根据电感电流是否连续，有源功率因数校正技术(APFC)可分为不连续导通模式DCM和连续导通模式CCM，以及介于两者之间的临界DCM模式。有的电路还根据负载功率的大小，使得变换器在不连续导电模式和连续导电模式之间相互转换，称为混连模式(MCM)。根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈量和被控制量，CCM模式分为间接电流控制(Indirect Current Control)和直接电流控制(Direct Current Control)两大类:引入交流电流反馈的称为直接电流控制，没有引入交流反馈的称为间接电流控制。2.2.1 DCM控制方式DCM控制3又称为电压跟随控制(Voltage-follower Control )，它是APFC中简单而实用的一种控制方式，应用较为广泛，控制电路如图2.2所示。为了使输出电压稳定，增加输出电压反馈控制环节，开关由输出电压误差信号控制。在一个开关周期电感电流的平均值正比于输入电压，因此输入电流自然跟随输入电压。以Boost变换器的临界模式为例，来分析电压跟随控制，如图2.3所示。在每一个开关周期内，输入电流的峰值ipeak为： （2-1） （2-2）式中 d占空比 Ts开关周期 vg输入电压的瞬时值 Vg输入电压的有效值图2.2电压跟踪控制(a) Boost变换器 (b)临界电感电流模式图2.3 Boost变换器的DCM模式在每一个开关周期内，输入电流平均值为: (2-3)可见，当占空比和开关频率固定时，输入电流的平均值正比于输入电压。输入电流的平均值能自动跟随输入电压呈正弦波。该控制方法的优点是：电路简单，不需要乘法器；输入电流自动跟随输入电压；功率管实现零电流开通且不承受二极管的反向恢复电流。缺点是：由于电感电流不连续，造成电流纹波较大，对滤波电路要求高;同时输出电流含有二次谐波，功率器件承受较大的电流应力。2.2.2 CCM控制模式CCM控制模式9有直接电流控制和间接电流控制两种方式。直接电流控制的优点是电流瞬态响应特性好，自身具有过流保护能力，但需要检测瞬态电流，控制电路过于复杂;间接电流控制的优点是结构简单。2.2.2.l 间接电流控制间接电流控制又称为相位幅值控制，是一种基于工频稳态的控制方法。是通过控制整流器输入端电压，使其与电源电压保持一定的相位、幅值关系，而控制输入电流呈正弦波形，且与电源电压保持同相位，使装置运行在单位功率因数状态。间接电流控制的缺点:自身无限流功能，需另过流保护电路;系统从一个稳态向另一个稳态过渡时电流会出现直流分量;系统动态响应慢。2.2.2.2 直接电流控制直接电流控制的基本思想就是将输入电压信号与输出电压误差信号相乘后作为电流控制器的电流给定信号，电流控制器控制输入电流按给定信号变化。由于控制结构中含有乘法器，直接电流控制又称为乘法器控制，如图2.4所示。根据检测电流不同，直接电流控制又分为峰值电流控制、滞环电流控制和平均值电流控制三种控制方法。图2.4 乘法器控制(1) 滞环电流控制图2.5为滞环电流控制Boost变换器原理图。它检测的是电感电流，并且有一个滞环逻辑控制器。图2.5 滞环电流控制原理图当电感电流达到基准下限时，开关管S导通，电感电流上升;当电感电流达到基准上限时，开关管S关断，电感电流下降。图2.6为滞环控制时电感电流波形。电流环宽度决定了电流纹波的大小，可以是定值，也可以与瞬时平均电流成比例。滞环电流控制的缺点：负载大小对开关频率影响甚大，由于开关频率变换幅度大，设计输出滤波器是要按最低频率设计，因此不可能得到体积和重量最小的设计。 图2.6 滞环电流控制的电感电流波形(2) 峰值电流控制峰值电流控制中取样电流取自开关电流或电感电流。图2.7所示为采样峰值电流控制的Boost功率因数校正电路原理图。电流基准为双半波正弦电压，令电感电流的峰值包络线跟踪输入电压波形，使输入电流与电压同相位，并接近正弦。因此，在保持输入端功率因数接近1的同时，也能保持输出电压稳定。图2.7 峰值电流控制原理图采用峰值电流控制时，存在的问题:为防止次谐波振荡的出现，需要在比较器的输入端增加一个斜率补偿函数，以便在占空比大于0.5时系统也能稳定工作。由于电流的峰值与平均值之间存在较大误差，无法满足THD很小的要求；此外，该控制方式对噪声相当敏感。(3) 平均电流控制10图2.8给出了平均电流控制的Boost变换器原理图。它的取样电流取自电感电流。它与上两种控制方法的不同就是：用电流误差放大器代替电流比较器，以输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流；并且电流环调节输入平均值，使与输入整流电压同相位，并接近正弦波。平均电流控制的特点：电流环具有较高的增益带宽、瞬态特性较好，平均电流控制的THD和EMI较小，对噪声不敏感，开关频率固定，适用于功率较大的场合。图2.8 平均电流控制原理图综上所述，可以看出乘法器控制中：电路复杂，需要检测输入电流、输入电压，并且需要有电流环补偿网络;输出具有二次谐波，动态响应慢;乘法器也增加了输入电流的谐波含量。2.3 功率因数校正的新型控制方法传统CCM模式下电流控制需要乘法器以及检测输入电压与输入电流，控制电路复杂，乘法器的非线性失真也增加了输入电流的谐波含量，因此，不带乘法器的控制方式成为APFC研究中的一个热点。近年来有关连续导电模式下功率因数校正技术的控制新方法研究多有报道，主要有单周期控制(One Cycle control )、电荷控制(Charge Control )、非线性载波控制(Nonlinear Carrier Control )等。本文将重点介绍单周期控制方式。单周期控制技术的突出特点是：无论是稳态还是暂态，它都能保证受控量的平均值恰好等于或正比于给定的参考量，即能在一个周期内，能有效的抵制电源侧的扰动。在以后的章节中将对其进行着重探讨。3 单周期控制技术单周期控制技术是1991 年由Keyue M. Smedley 提出的一种非线性大信号PWM控制理论，它最大的特点是能使在一个开关周期内控制平均电流或电压以期达到参考值，每个周期的开关误差不会带入下一个周期。因此，单周期控制技术近年在各种DC/DC、DC/AC、AC/DC变换器中来得到了广泛的应用。3.1 传统反馈控制技术3.1.1 基本Buck变换器最简单的降压变换器如图3.1所示，直流侧输入电压为，开关S工作于固定频率。当晶体管导通时，二极管关断，二极管电压等于输入电压。图3.1基本Buck变换器当晶体管关断时二极管导通，二极管电压等于零。直流侧电网电压被开关斩波，产生了斩波波形，这种斩波波形的平均电压为： (3.1)LC滤波器把变量传送到输出端，同时滤除与开关频率有关的高次谐波，因此，输出电压包含想要的直流量和少量残余的开关纹波。降压变换器的变换率等于占空比d，通过控制占空比d，就可以控制输出直流电压。3.1.2 电压反馈控制在传统的反馈控制模式8中，通过参考控制信号和锯齿波信号的比较产生脉冲信号去控制开关管。作为结果，参考控制信号被线性调制成占空比信号，即： (3.2)这里k为常数，运用反馈，公式（3.2）可变成： (3.3)运用传统反馈控制的Buck变换器如图3.2所示，占空比遵循此式调节以减小误差。假设输入电压被干扰，例如输入电压突然上升，由于误差信号必须首先变化，占空比控制不能及时反映这个变化，因此，输出电压跳变，并且观测到输出电压瞬时尖峰信号，示意图如图3.2示。反馈信号与控制信号相比较，误差信号被放大后去控制占空比。环路增益的带宽决定了瞬态过程的持续时间，在系统达到稳态之前需大量的开关周期进行;调节。输出电压受输入电压扰动的影响，因此，由于原来稳态闭环降压调节器的相互作用，附加的输入滤波器可能引起震荡。图3.2电压反馈控制原理框图图3.3 电压型闭环控制原理波形图3.1.3 电流反馈控制图3.4电流反馈控制原理框图电流反馈控制原理图如图3.4所示，利用开关变换器的脉冲调制和非线性特性，把检测的开关电流与电流参考量相比较，固定频率的脉冲信号控制晶体管通断，当开关电流达到控制参考量时，比较器改变输出状态并关断晶体管。占空比信号由公式（3.4）包含非线性状态反馈的关系决定的。 (3.4)式中电感电流电感电流的上升斜率对降压变换器而言，。当输入电压被干扰时，例如输入电压有一个阶跃上升，电流上升斜率立即增加，对占空比d进行调节，如图3.5所示。图3.5 电流反馈控制Buck变换器的斜线图由公式(3.5)和(3.6)知，当时，瞬态过程是收敛的，而对整个系统来说，为了达到新的稳定状态需要花费几个周期；当时，瞬态过程不会收敛，需要人为补偿来达到系统的稳态过程。当人为补偿斜率恰好等于电感电流下降斜率时，系统完全抑制输入信号的干扰。对于Buck变换器而言，人为补偿斜率由输出电压和滤波电感L决定，即公式(3.7)： (3.5) (3.6)式中第n+1周期占空比第n周期占空比第n-1周期占空比 (3.7)式中人为补偿斜率因此，输出电压变化时，人为补偿斜率也应立即改变，这种情况只有在Buck变换器运行在输出电压为常数的条件下才能满足。除Buck变换器以外的其它变换器电感电流下降斜率是输入电压、电容电压或输出电压的函数，所以，人为补偿斜率不再与电感电流的下降斜率相匹配，则电流反馈控制不能完全抑制输入电压扰动。3.2 单周期控制技术 3.2.1 单周期控制基本理论回顾图3.1所示的Buck变换器。仔细观察二极管电压将会发现：降压变换器的输出电压是二极管电压的平均值，即被开关周期断开的二极管电压波形曲线下面的面积可由式(3.8)表示： (3.8)固定开关频率的单周期控制降压变换器原理图如图3.6所示。图3.6单周控制Buck变换器原理图控制器利用固定频率的脉冲同时导通开关管并触发积分器，二极管电压值积分并与控制参考量相比较。只要二极管电压的积分值达到控制参考量，那么开关管关断，积分器复位到零。如果控制参考量是常数，那么二极管电压的平均值也为固定值，因此输出电压是固定的，如图3.7所示，积分器的斜率与输入电压成正比。积分值连续的与恒定的控制参考量相比较，如果输入电压变高，积分器斜率也阶跃上升，因此，积分值能很快达到控制参考量，作为结果，占空比变小。如果输入电压降低，则占空比将变大。 图3.7 控制参考量为常量 图3.8控制参考量为变量如果控制参考量是变化的，那么在一个开关周期内，二极管电压的平均值等于变化的控制参考量，因此，输出电压等于控制参考量。图3.8表示了控制参考量在每个阶跃期间内改变它的值，二极管电压的积分值立即跟踪控制参考量，对于这个控制原理，占空比d由下式决定: (3.9)公式(3.9)是输入电压和控制参考量的非线性函数。如果这个控制理念能在实际应用中实现，二极管电压平均值的瞬态过程将在一个开关周期内完成，这就是单周期控制原理。3.2.2 单周期控制的电路实现单周期控制的核心部分11是带复位端的积分器和比较器。其控制电路的原理如图3.9所示。图3.9 单周期控制结构图图3.9中k为开关，为给定参考信号，为开关k的输入变量，为开关k的输出变量，为积分器的积分时间常数，。假设开关k的开关频率是,，开关周期是，则，开关函数 (3.10)公式(3.10)中，是开关开通时间, 如果用表示开关的关断时间，那么满足，开关占空比,输入变量为，经过开关k后，输出变量为，则输入输出关系为 (3.11)其关系如图3.10所示图3.10 输出信号y(t)与输入信号x(t)、开关函数k(t)的关系图假设开关频率远远大于输入信号的频率，那么在每个开关周期内开关的输入变量可以看成常量，则开关的有效输出信号在一个开关周期内的平均值为 (3.12)因为输出是输入和占空比d的乘积，因为开关是非线性的，所以单周期控制是一种非线性控制方法。如果调制开关的占空比，使每个开关周期内的积分值等于的积分值，即 (3.13)则每个开关周期内的平均值就等于的平均值，即 (3.14)因此，在一个开关周期里可以瞬时的控制输出信号，即 (3.15)由公式（3.15）可知，在一个开关周期中，输出能够精确地跟随控制参考量，使其平均值恰好等于或正比于控制参考量，因此，单周期控制技术变非线性开关为线性开关。单周期控制不仅可以应用于恒频开关，这种理沦还可以应用于其他形式的开关，包括:恒定导通时间、恒关断时间、变导通时间和变关断时间等，如表3.1所示。表3.1 单周期控制的四种开关形式开关形式恒定开关频率变量变量恒值恒导通时间恒值变量变量恒关断时间变量恒值变量变导通/关断时间变量变量变量3.3 单周期控制的可行性分析与仿真下面以Buck电路为例对单周期控制的可行性进行分析，其电路原理如图3.11所示。3.11 单周期控制的Buck变换器原理框图依据前述分析，单周期控制开关变换器的二极管电压正好等于或正比于控制参考量，因此，二极管电压的平均值应该能完全抑制输入电压的扰动并且立即跟踪控制参考量，下面将对其抗干扰能力进行仿真分析。3.3.1 输入电压扰动抑制实验电路参数为：Ui=10V，。二极管电压被反馈到实时积分器，积分器的值与控制参考量实时进行比较，当输出电压的积分值达到控制参考量时，晶体管关断并且积分器立即复位到零，为下一周期做准备。在每个周期内，二极管电压的波形可能不相同，然而只要每个周期二极管电压波形下面的面积与控制参考量信号的面积一样，二极管电压的瞬时控制就可以实现。时钟触发RS触发器使晶体管以固定的开关频率导通，二极管电压被实时积分并与控制参考电压相比较，当二极管电压的积分值到达控制参考量时，比较器改变其状态，复位RS触发器，从而关断晶体管。图3.12是单周期控制Buck变换器仿真电路图。其中S和Sr为理想开关。图3.12 单周期控制Buck变换器仿真电路图当参考控制信号为-6V时，Buck变换器的输出电压在稳定状态时为6V，如图3.13所示，验证了单周期控制输出严格跟随参考电压的特点。图3.13 参考电压和Buck输出信号此时，时钟信号，二极管阴极的采样电压信号和积分电路的积分信号如图3.14所示：图3.14 时钟信号、二极管采样信号和电容积分信号当C点存在-8V的扰动信号，而负载和控制参考量保持恒定时，假设原控制信号电压仍未-6V，这时输出电压会有微小的变化。但当干扰过后稳态输出又恢复到原来的6V响应情况，可见单周期控制对于参考量具有抑制作用，如图3.15所示。图3.15 存在干扰信号的参考信号和Buck输出信号此时，时钟信号，二极管阴极的采样电压信号和积分电路的积分信号如图3.16所示：图3.16 存在干扰时的时钟信号、二极管采样信号和电容积分信号3.3.2 跟踪控制基准能力假定输入电压和控制参考量同时变化，例如，输入电压有一个脉冲干扰而控制参考量按正弦规律变化，当输入电压的幅值上升时，积分器的斜率变为上升，无论积分器的斜率怎样变化，在每个周期积分值仍能跟踪正弦控制参考量，因此，二极管电压的平均值将不受输入波动的影响，能在一个周期内跟踪控制参考量，如图3.17所示。图3.17 正弦参考信号、输入信号和Buck输出信号此时，时钟信号，二极管阴极的采样电压信号和积分电路的积分信号如图3.18所示：图3.18时钟信号、二极管采样信号和电容积分及参考信号从图中可以看出，当输入电压出现脉冲干扰时，积分器的斜率立即变化，积分器波形包围的部分正好等于控制参考量，因此，二极管电压的平均值不受输入电压波动的影响并且完全受控制参考量控制。3.3.3 抗负载扰动能力在控制基准值和输入电压不变的前提下，负载被干扰，因为干扰电流信号通过输入阻抗产生了一个电压干扰信号，这个干扰信号与输入电压干扰是相等的。假定控制参考量和输入电压是恒定的，而负载电流扰动。如果输入电压源有输出阻抗，那么二极管电压的幅值将被干扰，这是因为扰动电流通过输入阻抗产生干扰电压，这种干扰等于输入电压被干扰时的情况，单周期控制能完全抑制在二极管电压处负载干扰并保持二极管电压的平均值恒定，然而，由于输出滤波器的动态特性，输出电压将会被干扰。假设负载电阻在9ms时刻由20突变为23，参考电压仍为-6V，Buck输入电压Ui=10V，。图3.19为负载电阻电流波形和Buck输出电压波形。图3.19 L=6.9mH、C=22F时负载电流和Buck输出电压图3.20 L=6.9mH、C=22F时负载电流和Buck输出电压展开图图3.21为时钟信号V，二极管阴极的采样电压信号和积分电路的积分信号及参考电压。图3.21 时钟信号、二极管采样信号和电容积分及参考信号由图3.19、3.20和3.21可知，由于9ms时刻负载电阻突变，导致负载电流发生突变，Buck输出电压被干扰。单周期控制技术通过保持二极管电压的平均值不变来抵制负载干扰，但是由于滤波器存在动态特性，输出电压还是会被干扰。假设，其他电路参数不变，那么负载电阻电流波形和Buck输出电压波形如图3.22所示。图3.22 L=0.9mH、C=22F时负载电流和Buck输出电压图3.23 L=0.9mH、C=22F时负载电流和Buck输出电压展开图图3.24 时钟信号、二极管采样信号和电容积分及参考信号从以上两个LC取值不同的仿真结果可以得到这样的结论：当滤波电感、电容较大时，单周期控制方式可以更好地减小输出电压纹波，使电压波动小，但大容量的电感和电容将使系统地动态响应变慢；小容量的电感、电容尽管可以提高动态响应速度，但会降低输出电压波形质量，使纹波变大。4 单周期控制Boost功率因数校正电路设计本文主要的仿真条件为：输入电压正弦电压为220V，输出直流电压为300V，开关频率为20kHz(T=0.05ms)。4.1 主电路拓扑结构设计4.1.1 传统Boost功率因数校正电路及其存在问题传统型的单相功率因数校正电路多采用如图4.1所示的升压式Boost电路作为其功率电路拓扑，这种拓扑结构应用于单相PFC十分广泛，采用该电路构成的PFC电路结构简单，容易实现，但在较大功率的功率因数校正电路中，还存在许多问题3：(1) 二极管反向恢复产生的电流冲击问题二极管从导通变为截止存在着反向恢复期，在此期间二极管仍处于导通状态，若立即开通与其串联的开关器件，容易造成直流电源瞬间短路，产生很大的冲击电流，轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加，重则致其损坏。图4.1基本Boost功率因数校正主电路(2) 纹波噪声问题图4.1所示的电路中，在二极管VD的反向恢复过程中，由于VT在开启瞬时较大的峰值电流还会在输入侧引入尖刺纹波噪声，虽然尖刺纹波噪声持续时间较短(与二极管VD的反向恢复时间相当)，但其峰值明显大于一般的均方根(RMS)纹波噪声。所以它会带来电磁干扰问题，影响其他用电设备的正常运行。电流冲击和尖刺纹波噪声这两个问题是相互关联的，因为二极管反向恢复过大的及寄生引线电感造成尖刺纹波噪声，所以只要从根本上解决或抑制了二极管反向恢复过程产生的电流冲击问题，就能解决或者抑制尖刺纹波噪声。4.1.2 改进Boost功率因数校正主电路图4.2所示为改进后的Boost功率因数校正主电路。与传统单相有源