第九章 PAL制解码电路及系统.doc

第九章 PAL制解码电路及系统 射频彩色电视信号经彩色电视机高效、混频、中放和检波后视频彩色全电视信号到解码电路，前面的处理过程与黑白电视机公共通道是类似的。我们知道，彩色全电视信号是由亮度信号和色度信号以频率交错方式叠加，并加入复合同步信号、复合消隐信号及色同步信号组成。解码电路的任务就是从彩色全电视信号中解码出红、绿、蓝三基色信号，它主要由亮度通道、色度信号处理电路，色同步电路及矩阵电力等组成。PAL解码电路组成见图4-9。9.1 亮度通道及矩阵输出电路亮度通道的任务是将亮度信号Y从彩色全电视信号中分离出来，经过放大和处理后与色度通道解出的色差信号Y-B、B-Y一起送给解码矩阵电路，以求出基色信号R、G、B，分别激励彩色显象管的相应阴极而实现彩色的重现。当用彩色电视机收看黑白电视信号时，由于黑白电视信号没有色度信号，解码系统中的色度通道就自动关闭而无色差信号输出，只有亮度通道输出亮度信号激励彩色显象管而显示出通道质量的黑白图象。此时，亮度通道的功能与黑白电视机中的视频放大器基本相同。亮度通道一般由多级视频放大器组成，由于亮度信号的质量直接关系到重现图象的清晰度，所以对亮度通道的要求为：第一、度通道只传送Y，故应将彩色全电视信号中的色度信号和色同步信号滤除，为此，在亮度通道中设置了彩色负载波陷波电路，以减小色度信号对亮度信号的干扰。第二、亮度通道输入的彩色全电视信号峰值为1V左右，输出的三基色信号峰峰值约为100V ，故亮度通道对视频信号应有足够的增益及线性工作范围。为满足重现图象的清晰度，应有足够的带宽以保证06MHZ视频信号不失真的通过。第三、亮度信号经过亮度通道（通频带约为6MHZ），而色度信号通过的是色度信号（带宽约2.6 MHZ）由于色度通道比亮度通道窄，使得色度信号要比亮度信号产生更大的时延。这样，到达解码矩阵的时间就不同而使重现的图象出现镶边现象。为此，应在亮度通道中设置延时电路。第四、视频全电视信号若失去直流分量，在黑白电视机中仅改变重现背景亮度，而在彩色电视机中不但重现图象的亮度会变化，而且彩色的色调饱和度也会改变，引起明显失真。因此凡不完全采用直流耦合电路的亮度通道，都需要设置直流电平钳位电路。此外，在亮度通道中还设有各种附属电路，例如自动清晰度控制（ARC）电路，自动亮度控制（ABL） 电路轮廓校正电路（勾边电路），对比度和亮度调节电路等。典型亮度通道组成方框如图9-1所示。9.1.1彩色副载波抑制电路 前已述及，色度信号是调制在4.43MHZ 的副载波上，以频率交错方式插入到亮度信号频带高频端的，若不加抑制，则也将被亮度通道放大造成色度信号对亮度的干扰。为此，在亮度通道中设置一个4.43MHZ 的彩色副载波吸收电路，以减小这种干扰，副载波吸收电路的副频特性及彩色全电视信号输入、输出波形见图9-2。一、有对彩色副载波抑制电路的要求亮度信号的带宽是6 MHZ 色度信号调节在4.43 MHZ副载波上带宽 1.3 MHZ ，与亮度信号谱线交错排列。若吸收电路的频带太宽，虽能将色度信号滤除，但也将带内亮度信号的高频分量滤掉太多，会造成重现图象清晰度下降。分析电视信号的频谱可知，视频信号能量在频带内不是均匀分布的，能量主要集中在频带的低端，随频率上升饿日减小，色度信号也一样，平衡调副后能量主要集中在4.43MHZ附近，如图9-3所示，偏离4.43MHZ越远能量就越小，所以抑制电路一般就选用高Q值窄带的陷波电路滤除掉4.43MHZ附近的主要能量，又不致使图像清晰度下降太多。对副载波陷电路的要求为：吸收深度大于15dB，吸收带宽为150250KHZ，允许有少量的副载波残留以兼顾图象的清晰度。二、吸收电路的选取彩色电视机亮度通道中常用的两种负载波吸收电路如图94所示，它们的工作原理前面章节已作介绍。图（a）为串联谐振吸收电路，形式简单，吸收深度一般能达到抑制副载波的要求，但由于有损耗rL的存在，对谐振频率的能量不可能吸收干净。图（b）的桥T型吸收电路可对损耗rL进行补偿，所以很容易达到吸收20dB的深度，在彩色电视机使用较多。三、自动清晰度控制（ARC）电路亮度通道中加4.43MHZ彩色副载陷波电路后，大大减轻了色度信号对亮度信号的干扰，但它也使4.43MHz附近亮度信号的高频分量被吸收掉一部分而造成重现图像清晰度下降。虽然这样做是必要的，但当用彩色电视机接收黑白电视机节目，或者信号太弱已不能使色度通道工作时（此时色度通道自动关闭，显示的是黑白图象），这种高频分量的损失就毫无意义了。因此，有许多彩色电视机采用了自动清晰度控制（ARC）电路，接收正常彩色电视信号时，副载波吸收电路工作，而接收黑白电视节目或信号太弱时，自动使副载波吸收电路不工作，就使黑白图象的清晰度达到正常水平。典型的ARC电路如图95（a）所示，由电阻R1与二极管VD组成，VD的导通与截止由消色电压UACK控制。接收正常彩色电视信号时UACK约为4V，VD导通使桥T型吸收电路正常工作；当接收黑白信号或彩色信号微弱时，UACK近似为零，VD截止，桥T型陷波电路与地断开而不起作用，亮度通道的幅频特性就如图95（b）虚线所示。9、1、2廓校正电路亮度通道中插入副载波吸收电路使亮度信号的高频成分也损失了一些，导致图象的清晰度下降，轮廓变得模糊。为此，一些电视机在亮度通道中加入轮廓校正电路，使图象在过渡的边缘处出现黑的更黑和白的更白的分界线，好象在图象的边缘上勾了一条边。这样，图象的轮廓突出，提高了视感清晰度。补偿性能比一般高频补偿电路为佳。一种轮廓校正电路如图96（a）所示，设输入方波信号如图（b）Ui，V1发射极输出的信号由于高频成分被C1旁路和受L1遏制成波形Ue；电感L2仅在高频时呈现较大的阻抗，加上C1对高频分量的旁路作用，使V1集电极仅有较大的高频分量输出，既相当于V1输出电阻与L2对方波进行微分。信号经倒相和微分后的波形如图中Uc。它再经C2耦合，由R5、L1进行第二次微分，得到波形Ud。经两次微分的高频分量Ud和射极输出的信号Ue在R2上叠加，就能得到具有勾边性能的波形U0。 9.1.3 延时均衡网络依据网络理论，信号通过传输系统的延迟时间t与系统的带宽B成反比。所以，通道带宽也窄，信号的时延也长。亮度通道的带宽约为6MHz，而色度通道带宽仅为2.6MHz,因而同一时刻全电视信号的亮度分量通过亮度通道产生的延时比色度分量通过色度通道产生的延时小，两者延时差为约为0.51us。延时差会导致图象的亮度和色彩在屏幕上产生水平距离误差。例如，0.7 us的延时差在46cm（18英寸）时屏幕上的水平距离差约有5mm，如图97所示。为使两个分量能同时到达解码矩阵，必须在亮度通道插入延时均衡网络以补偿两者的延时差。延时均衡网络一般作成一个集中元件，称为延时线，延时量约为0.6 us。由于延时较短，所以不用超声延时线。用一般电缆延时线也是不合适的，因为延时1 us所需的电缆线长度将是200300m。在彩色电视机中一般采用两种形式的延时线：一种是圆筒形分布参数延时线，其体积较大；一种是集总参数延时线，如多节累接的LC集总参数网络。国产的集总参数小型延时线，外型尺寸为10*40*30（mm），延时0.6 us。亮度延时线的电路符号如图98所示。914流分量恢复电路我们知道,视频图象信号是单级性的脉冲信号，图象的亮暗标准是以黑色电平（消隐电平）作基准来衡量的。因此，从电视信号的传输到重现过程中，固定黑色电平就非常重要。亮度信号若通过交流耦合电路，就会丢失直流分量而产生灰色失真和彩色失真。传送直流分量的方法有两种：一是在视频通道采用直接耦合，即从视频检波到显象管阴极均采用直流放大器。此法虽可直接传送直流分量，但要采用复杂的措施来克服电路的直流电平匹配和零点漂移问题，所以基本上不被采用。二是视频通道仍采用交流耦合，在显象管之前对亮度信号用箝位的方法来恢复直流分量，称为间接传送直流分量的方法。图象信号是随不同景物而变化的随机信号，不能作为箝位基准。采用同步电平进行箝位虽有电路简单的优点，但由于在视频信号传送过程中，同步头是峰值电压，有时会因信号幅度过大而在通道中出现被压缩现象，容易造成恢复的直流分量不准确而产生画面的明暗变化。为此，彩色电视机一般都采用对消隐电平（黑色电平） 箝位来实现直流分量的恢复。图99是一种对消隐电平箝位的电路，亮度信号由V1射随，经C6耦合到V2放大后输出。图中V4为箝位三极管，由它与C6等组成箝位电路。行同步脉冲经L4、R11、R10等组成的延时网络加到V4基极，使其位置正好处于输入亮度信号的行消隐后肩上，如图910所示。 图99电路工作原理如下：12V电源经Rw2、VD1、R13、R14和RW3等分压，使V4射极电位UE约为9.6V，无箝位脉冲时，V4截止，12V电源通过R18及V2发射结向箝位电容C6充电，极性如图中所标。当延时后的行同步脉冲到来（图910）时，V4饱和导通，C6通过V4放电，放电时间常数近似由射随器V1的输出阻抗RC1及C6决定（忽略V4及射极分压器的等效内阻）。由于放电时间常数较小，C8右端迅速放电至907V（UE+Ucec4）。行同步脉冲过去后V4截止，C6开始充电。充电时间常数由V2输入电阻R12（R12=R18(1+)+rbe）和C6决定，其值远大于64us，所以在一行时间内C6右端电位升高很少，可以认为几乎不变。如此重复，就使视频信号的消隐电平保持在约9.7V 。在图9-9中调节RW2、RW3可以改变箝位电平US，因而也改变了图象的背景亮度。RW3通常装在电视机面板上，作为亮度调节电位器，而RW2则作为辅助亮度调节，用微调电阻装在机内线路板上。调机时把RW3放在中间位置，调整RW2使图象的亮度适中，这样用户可有适当的亮度调节范围！ 915自动亮度限制（ABL）电路当图象背景亮度太大时，显像管会因电子束电流过大而太亮。这样不仅使显像管寿命缩短，而且可能引起高压产生电路过载，使高压产生电路的元器件损坏。自动亮度限制（ABL）电路就是为防止这种情况采取的保护措施。ABL电路常利用高压电流IH的取样来控制显像管栅阴之间的电压。它可分为两大类：一类是栅控型ABL电路，调整显像管栅极电位来限制IH，大屏幕黑白电视常用此类；另一类为阴控型ABL电路，控制显像管阴极电位来限制IH，这种类型多用于彩色电视机。图911是一种ABL电路，图中L是行逆变压器的高压包，高压经VD2整流后加到显像管高压阳极，高压电流（即显像管的电子束电流）IH流通方向如图所示，R3为取样电阻。A点电位UA=E-R3IH，正常情况下IH较小，故UA较大（大于12V），VD1始终导通，B点电位被钳在12V+UD1，电路对亮度不起控制作用。若图象亮度过大，IH超过允许值，将在R3上产生较大电压降，使A点电位随之下降到小于12V，则VD1截止，ABL电路起控。IH增加使UA、UB及V1基极电位都下降，经V1反相放大使V2基极电位上升，V2跟随输出使显像管三个阴极电位上升，致使IH下降，达到自动限制亮度的目的。该电路属于阴控类型。9.1.6 解码矩阵电路由兼容彩色电视信号编码传送方式知，彩色全电视信号传送了一个代表亮度的Y和两个代表色度的R-Y和B-Y分量。在电视接收机中有两种激励彩色显像管的方式：一种是采用基色信号激励，需要获得R、G、B三个基色信号；另一种是采用色差信号激励，就需要得到三个色差信号R-Y、G-Y、B-Y和一个亮度信号Y。色差信号激励方式缺点较多，目前已不被采用。我们主要分析基色激励方式。亮度信号Y由亮度通道处理，两个色差信号R-Y和B-Y由色度通道解调还原。解码矩阵电路的任务是先由GY=0.15（RY）0.186（BY） （9-1）求得GY，再由RY+Y=RGY+Y=G （9-2）BY+Y=B得到R、G、B三个基色信号。一、G-Y色差矩阵发送端只传送了亮度信号Y和色差信号R-Y、B-Y（压缩成V、U信号），当解调得R-Y和B-Y后，应由（9-1）式关系求G-Y。从（9-1）式可知两个色差信号的系数均小于1，所以用图9-12的电阻矩阵电路能够完成运算。电阻取值应满足：R3/（R1+R3）=0.51 和 R3/(R2+R3)=0.186 (9-3)两路信号就按规定比例在R3上相加。电阻矩阵电路的缺点是显而易见的，为了避免输入端两个色差信号支路相互影响，希望R2R3 和 R1R3 （9-4）但这样做电路的衰减量太大，信号损失将很大。何况从（9-3）式解得的R1、R2和R3的关系也满足不了（9-4）式，则两个支路必定会相互影响。电阻矩阵一般不在电路中单独使用。图9-13是两极具有公共集电极负载的加法器电路，调整两个发射极上的电位器Rw1和Rw2，即可改变各放大器的增益，从而改变公共负载Rc上两色差信号的叠加比例。由于Rw1、 RW2引入了较深的负反馈，故输出电压U0为只需适当选取Rc、Rw1和Rw2，即可得到Uo=GY。此电路由于晶体管的隔离作用，所以可克服两路色差信号的互相影响。二、R、G、B基色矩阵与视放输出极R、G、B基色矩阵的作用是由R-Y、G-Y和B-Y三个基色信号以及Y信号进行（9-2）式的运算，以获得R、G、B三基色信号去激励彩色显像管。图9-14是一个共Y串联式矩阵和视放输出级电路实例，三个色差信号分别加到三个视放输出管V1、V2和V3的基极，而-Y信号经射级跟随器V4加到三个视放输出管的发射级。以V1为例，发射结电压Ube=Ub-Ue=B-Y-（-Y）=B，可见在发射结完成了矩阵运算。求得的R、G、B三基色信号经三个视放管放大倒相后加到彩色显像管阴极。三、视放输出的频率补偿对于基色激励方式，三个视频放大级均应有06MHz的通频带才能获得高清晰度的图象。普通共发射级放大器是达不到如此带宽的，为此在视放输出级采取了一些措施。第一，射级接有电流串联负反馈电阻，虽使增益有些下降，但扩展了放大器的通频带；第二，在发射级并有高频补偿电容C1、C2、C3，使放大器的负反馈量随频率上升而下降，以此补偿放大器在高频时的增益下降，若为最平坦补偿，则上限频率将为纯电阻反馈时的1.6倍；第三，输出回路采用了L1、L2、L3和L4组成的串并联电感补偿，以补偿放大器在高频端由负载电容引起的增益下降，以达到扩展频带的目的。下面我们讨论一下电感补偿的方法。1.并联补偿这种方法是在放大器集电极负载电阻Rc上串入一个补偿电感L4，等效电路如图9-15（a）所示。这种补偿多用于外接负载RL比回路阻抗大得多的情况，视放输出级的外接负载是显像管，等效的阻抗是RL很大，所以满足这个条件。电感L4与电容CL组成并联谐振电路，并联谐振的峰就选在放大器增益下跌频率的附近，如图9-15（b）所示，由此补偿了高频端的下降，使频带得到展宽。由宽带放大器理论的最平坦条件可得最佳补偿条件为：L4=0.414CL （9-6）并联电感方式达最佳补偿时，放大器上限频率约为未补偿时的1.73倍。2.串联补偿这种方法是在视放输出级集电极与负载电阻RL之间串一电感L1进行补偿。放大器输出端等效电路如图9-16所示。L1把电容CL分隔成C1和C2两部分，C1为晶体管输出电容和L1左侧引线杂散电容之和，C2是显像管输入电容和L1右侧杂散电容之和。由于C1CL，C2 Ub24,故V23导通,V24截止,没有色度信号送到V22色度饱和为零.当RW1往上调时,20脚电位高使V34导通,I电流由V5.V34共同提供, Ub24导通上升使V24开始导通,V23导通程度减弱,此时就有色度信号经V22等输出.RW1越往上调,V24导通越强,增益也越大, 因此色饱和度也越高.当20脚电位达12V时,V23截止,V24最大放大色饱和度最高.由上述过程可见,它是采用改变直流的方式来调节色度通道的增益，达到调节色饱和度的目的。由于RW1上不通过色度信号，所以对连接RW1的引线长短没有苛刻的要求。18脚外接的RW2是对比度控制电位器，在改变对比度的同时也调节了Ub22，即调节了V22的增益，使色饱和度发生变化。这种方式可以保持亮度信号幅度与色度信号幅度的比例基本不变，故被称作对比度/色度跟踪调节。V78受消色电压控制，当接受黑白电视信号或彩色信号较弱时，消色电压UACK使V78饱和导通，则V34截止使V24也截止，关闭了色度通道。9.2.2 延时解调器（梳状滤波器）电路前以述之，PAL制的色度信号包括相位正交的u和v两个分量，并且v分量是逐行倒相的。因而在传输过程中当出现相位畸变引起的色调失真时，其相另邻行会出现互补的色调畸变，解码时将每相邻两行色调信号相加取平均即可克服这种相位畸变引起的色调失真。目前在彩色电视机中普遍采用的是PALD的解码方式，它采用延时解调电路来将相邻两行的色度信号平均，其基本工作原理在第四张已作详细分析，本节介绍它的电路组成。图928是一种延时解调器的实际电路，V1是色调信号激励级，以弥补超声玻璃延时线的插入损耗。当接收正常强度的彩色信号时，消色电压UACK较高，VD2导通使V1基极电位被限定，所以V1稳定的工作于线性状态。而接收黑白电视信号或彩色电视信号较弱时，消色电压UACK为零，VD2、V1就被截止，从而关断了色调通道。电路中L3为V1提供直流通路，而对色调信号阻抗很大；电容C6用来旁路信号中高频杂波。二极管VD1可使正向大幅度杂波短路，负向大幅度杂波将使V1的发射结截止，因而也无输出。两种作用的结合构成了双向杂波切峰电路，可无失真地传送正常幅度的色度信号，仅消除掉杂波高峰。V1的集电极负载是两个串联相接的调协回路：一个是L2、C3、R3组成的并联谐振回路，其上取得直通信号，经C4、RW2和C5等耦合到变压器T的次级绕组中心抽头；另一个是L1、C2和延时的输入电容组成的并联谐振回路，回路两端的谐振电压激励超声延时线路DL输入端，延时一行的信号加到裂相变电压的初级，T的次级就呈现极性相反的两个延时的信号。两延时信号分别与降在R4上的直通信号相加和相减，获得的V分量加到V3基极，u分量加到V2基极，经V3、V2放大后分别送往V、U同步检波器。为能完善的分离色度信号的两个分量，直通信号与延时信号的幅度应相等，两个通道（只直通和延时）的幅频特性在通带内应完全一致；延时信号对副载波而言的相延时应为63.943us（副载波半周期的整数倍），群延时差等于行周期。为满足这些要求，电路元件的作用如下：R1是延时线DL输入端的匹配电阻。R3对L2、C3并联谐振回路起降低Q值、展宽带宽的作用。RW2调节直通信号的幅度，使到达输出端的直通信号电压幅度与延时信号电压幅度相等，实现幅度平衡。相延时的调整是调节L2、C3并联谐振回路对4.43MHz副载波频率失谐来完成的。图929是TA7193AP集成块外围配接的梳妆虑波器电路，它也有一级分立元件色激励以补偿超声延时线的插入损耗。V1集电极同样有两路输出，L1、C1与延时线输入电容构成并联谐振回路，回路两端的谐振电压激励超声延时线输入端，延时一行的信号由DL输出端C2和L2上的半段并联谐和回路选出，并由L2构成自耦变压器而将延时信号分组成两个极性相反的信号。在RW上取得的信号是由C3耦合到L2中心抽头成为直通信号，调节RW应达到直通信号和延时信号的幅度的平衡。延时信号与直通信号进行加、减运算，相加端输出v信号，相减端输出u信号，从而完成了v、u两个信号分量的分离。923 同步解调电路PLA制两个压缩了的色差信号U和V是以平衡调幅方式调制在色副载波上，因此，从延时解调器分离出的u、v信号抑制了副载波的平衡调幅波，必须采用同步解调电器才能正确地还原出原调制信号U和V。图930是一种常用的取样式同步解调器电路，图中C1=C2,R1=R2,VD1和VD2是两个参数相同的二极管，用作开关工作。本机恢复的副载波加至变压器T的初级，在T的次级感应出两个大小相等、极性相反的载波电压u1、u2。待解调的色度信号u0由VD1、VD2 连接点P引入，幅值比u1、u2小很多。解调出的信号则由Q点经低通滤波后输出。电路的工作原理如下：没有色度信号时，在副勒波正半周VD1、VD2导通，C1、C2充上如图极性的电压，因电路参数取CrDT8C(R=R1+RL或R2+RL)，所以仅放掉很少的电荷。经过很短的过程，C1、C2上建立了接近副载波峰值的反向偏压，以后就只有当副载波正半周的峰点时才使二极管VD1、VD2导通。当在P点加上色度信号，在副载波正峰点二极管导通时，若u0=0，则C1、C2上充得大小相等，极性相反的电压，Q点输出为零；若此时色度信号为正值，经VD2充入C2的电荷就比通过VD1充入C1的多，Q点输出电压为与色度信号为正值；反之，若色度信号为负值，Q点输出正比色度信号大小的负值。由此可见，电路相当于在副载波的正峰点对色度信号u0进行取样，故称为取样式同步解调器。若u0为平衡调幅波u信号，如图931（b）报示，则是基准副载波（图（a）正峰点取样的值为（c），Q点输出了解调后的色差信号。从上面的分析可知，充电时间常数rDCT8c(0.226us)，但这就不易满足了，因为解调出色差信号还必须满足RCTC(色差信号周期)。若取色差信号带宽为1.3Hz，则TCmin=1/1.3=0.77 us，这样就是0.266usRCCs,故wr与ws十分接近，石英晶体在wswwr时呈感性，在wwr时均呈容性。晶体在振荡电路中一般均工作在ws与wr之间的感性区域内，所以等效为LC回路中的电感。但这一区域很窄（电视中用的4.43MHz晶体区域宽度约为2202200Hz之间），并且只有这个区域振荡器才满足振荡条件，所以石英晶体振荡器的频率稳定性高，频率误差小。图935是一分立元件副载波晶体振荡电路，图中C2、C3容量较大，对副载波相当于短路，故相关振荡的电路可等效成图936（a）。电感L、电容C4与变容管等效电容CDB构成一个对4.43MHZ呈容性失谐的回路，总的等效成电容CDB（图936（b）。可见，整个电路相当于电容三点式振荡电路，振荡频率由晶体等效电感LQ及CDB、C1决定。由鉴相器送来的误差控制电压UAPC作用到变容二极管，以改变CDB来调整振荡和相位，因此称为压控晶体振荡器。调节L也可改变CD，故调试机器时可微调L使振荡频率的自由振荡频率接近4.43MHZ,以利用锁相环路的工作。图935电路加有副载波稳副电路，由二极管VD、电容C5以及R1、R2、R3组成。它的实质是检出副载波放大器V2输出幅度的变化反馈去控制振荡管V1的基极电压来调节振荡的 强弱，自动稳定输出的副载波幅度。上面介绍的压控振荡是由鉴相器输出的误差电压通过改变振荡回路变容二极管电容来调整频率的，由于变容二极管难集成，因此在集成压控振荡器中一般不采用这种方法。图937是集成压控振荡器常用的一种方案。设集成运放无附加相移。外接晶体与RC元件组成一个移相网络，若其对某一工作频率时相移为滞后90（即90），则内部有源可变相移网络在此频率上应相移超过90，使整个环路相移为0，就可满足振荡的相位条件，加上运放的增益而满足幅度条件，振荡器就可以产生振荡。图9-36 振荡器部分等效电路 图9-37 集成压控晶振一种方案938是集成块TA7193AP中压控晶体振荡器电路，其中V109V112组成运放，V94V97及V107、V108组成可变移相器；6、7、8脚外接包晶体的移动相网络。L1、L2用以提供直流通路，对副载波感抗很大，相当于开路。在副载波SC时R=1/（SCC）成立，所以U3滞后于U245。振荡器在锁定后可输出三种标准相移的副载波电压：一路是经V115射随的初相90副载波，送往PAL开关及加到V110基极；另一路是V104跟随输出初相为135的副载波，送往鉴相器作误差比相信号及加到V109基极；第三路是U2和U3在V109、V110差分放大器作矢量相减，在V109集电极输出初相0的基准副载波U4，送至BY同步解调器。下面分析此电路之所以能振荡的 正反馈回路。U2初相为135，U3滞后U245。，矢量图如图939（a）所示。它们作用到差分放大器V109、V110时，V110输出的集电极电流I1和U2U3反相。U3同时作用到差分放大器V111、V112，V111集电极电流I2与U3同相。I3为I1和I2的矢量和，经V99共基放大后六入负载R102。U2作用到V108基极，差分放大器V108、V107的集电极电流I6、I5分别和U2同相和反相。V94V97组成两对差分放大器，都受鉴相器送来的误差控制电压UAPC控制。在UAPC=0时，4个管子的导通程度相同，故有I5/2和I6/2分别经V95、V97共基放大，并流入与V99的共同负载R102中。由于I5与I6大小相等、相位相反，它们在R102上就不产生交流压降。这样有I4=I3，U1与I3反相。从矢量图可见，此时U1超前于90，正反馈的相位条件就满足了。加上各级放大器的增益是容易满足振幅条件的，电路就形成自激振荡。下面再看压控调整频率和相位的过程。当UAPC不等于零，说明自激与外来色同步信号不是同频同相。电路的调节过程如下：当UAPC0时调节过程相反，请读者自行分析。控制电压UAPC与振动频率的关系可用图939（b）压频曲线表示。932 鉴相器在PALD解码器中的鉴相器有两个作用：一是对压控振荡器的输出与色同步信号进行频率和相位的 比较，根据两者的频率差和相位差输出一个误差电压，经低通滤波成缓慢变化的控制电压去调整压控振荡器的频率和相位；二是由色同步信号的相位摆动信息产生识别信号，控制电子开关的状态使其与编码器中的PAL开关同步。此识别信号的幅度也反映色度信号的强度，所以也有用它作ACC、ACK及ARC检波电路的信号源。一、分立元件鉴相器图940是双二极管平衡叠加型鉴相器电路。色同步信号U1通过中心抽头接地的变压器次级绕组以推挽方式接入I、两个回路中；由压控晶体振荡器输出的被锁信号U2则由两个二极管的连接点B引入与U1进行比较，从两个负载电阻的连接点A输出鉴相控制电压，用以控制压控晶体振荡器的频率和相位。从图中可看出，在回路I中，电压U1+ U2作用到VD1与C1的串联电路上；在回路中，电压U1U2作用在VD2与C2的串联电路上。显然