频谱搬移4.ppt

4 1频谱搬移电路的组成模型4 2振幅调制电路4 3谐振检波电路 解调4 4同步检波电路4 5混频电路 第4章频谱搬移 引言 一 非线性电子线路的三大功能 功放 高频振荡 OSC 频率变换二 频率变换电路 调制 解调 混频和倍频1 频谱搬移电路 振幅调制与解调 混频 AM DM MIX 2 频谱非线性变换电路 频率调制与解调三 频率变换的基本问题已知输入电压V 求通过非线性器件某个频率分量的电流 四 分析方法 解析法 4 1频谱搬移电路的组成模型 一 定义 按要传递信息的变化规律改变高频振荡振幅的过程 二 类型 按频谱分 AM 调幅 DSB 双边带 SSB 单边带 VSB 残留边带 按输出功率高低分 高电平 低电平三 调幅波的频谱 表达式 波形图见书171页图4 1 2 要使波形不失真 则m 1 频谱分析 讨论 1 已调幅信号中含有三个频率 2 频谱宽度 3 矢量图 以载频w为参考的矢量 上下边频以相对于载频角频率旋转 合成矢量图由时间t决定 4 抑制载波的双边带调制DSB 载波不含我们要的信息 要传送的信息全在边频中 所以虑除调幅波中的w载频分量为DSB 上 下边频合成后在0点处载波可能会有180度的相位突变 5 由于上 下两个边频关于中心频率对称 故我们还可以发射单边带SSB 6 在时域特性上 如能实现两个信号相乘 就能实现调制 7 在频域特性上 是将边带频谱搬移到w的两边 四 调幅波的功率1 载波功率 2 上边频功率 3 双边带功率 4 总功率 当Vcm一定时 m增加 P总增加 但Pout不变 所以PSSB增加 要使输出不失真 m 1 如果m下降 Pout等比例增加 取m为0 3时 Pout 0 955P总 但载波中不含我们要的信息 我们要的信息在边频信号中 5 抑制载波信号的双边带调幅DSB 克服简单调幅能量的使用不合理现象 但调幅波接收简单 五 实现模型1 AM调制的实现2 双边带调制的实现3 单边带调制的实现 滤波法 DSB调制 滤波器实际上行不通 因为上 下边频之间间隔为2F B 相对间隔B fc太小 滤波器实现不了 解决方案 实用电路中 为便于滤波器的制作 通常不直接在工作频率上进行调制和滤波 而是提高相对间隔 即使fC下降 相移法 抵消不需要的边频带 移相法的优点是省去了边带滤波器 但要把无用边带完全抑制掉 必须满足下列两个条件 1 两个调制器输出的振幅应完全相同 2 移相网络必须对载频及调制信号均保证精确的 2相移 4 2振幅调制电路 前章的集电极 基极调制电路是高电平调幅 电路简单 无需提高功率 本节介绍的调制电路是低电平调幅 强调调制线性问题 常用的低电平调幅电路有 平衡调幅电路 乘积调幅 差分对调幅 和环形调幅 4 2 1差分模拟乘法器一 原理电路 T1 T2构成差分对管 T3为之提供恒流源 二 分析 其中要求VY是正值 因为VY 0时 I0被截止 则无法实现乘法功能 但在现实中 VY常常为负 所以要对上电路改进 4 2 2双差分对模拟乘法器一 原理电路 图见书189页图4 2 6 T1 T2为一对差分对管 T3 T4为一对差分对管 T5 T6为之分别提供恒流源 并且也构成一对差分对管T7 T8为镜像电流源 二 分析 其中要求Vx VY均小于26mV 所以Vx VY的变化范围很小 三 讨论 双差分对模拟乘法器不能直接实现乘法 只有Vx与VY均限制在26mV以下时 才有 1 当Vm大于26mV 小于260mV时 所以可以看出频谱复杂得多 出现了许多组合频率 2 当Vm大于260mV时 频谱也很复杂 要求带通虑波器虑掉多余波 总结 对于Vm小于26mV来说 频谱很少 干净 但增益很小 且他的输出与载波幅度有关 当载波有变化时会影响输出 对于Vm大于260mV来说 输出为开关函数乘积 与载波幅值无区别 即300mV与500mV 输出不受影响 但调制信号不能工作在大信号范围 否则输出不能反映调制信号的变化 即调制信号应工作在小信号 四 扩大输入电压VY的动态范围 分析 在该电路图中 与VY成线性关系 所以VY的动态范围扩大注 上述条件成立要求是由这时 五 扩大输入电压VX的动态范围不能用RY的方法扩大VX范围 因为如果加入反馈电阻RX 则iC1 iC2与iC5无关 不能实现相乘功能 所以我们引入双曲线正切函数网络 使thX近似等于X 注 VX动态范围受条件 限制 4 3谐振检波电路 解调 一 定义 从高频调幅波中把原低频调制信号检出来的过程 二 解决问题 频谱搬移 三 解调方法 振幅解调方法可分为包络检波和同步检波两大类 利用普通调幅信号的包络反映了调制信号波形变化这一特点 如能将包络提取出来 就可以恢复原来的调制信号 这就是包络检波的原理 由于AM信号的包络与调制信号成线性关系 因此包络检波只适用于AM波 对于DSB和SSB波不能用包络检波 其原理框图如下图所示 包络检波的原理框图 1 包络检波又可以分为平均包络检波 二极管检波和三极管射极包络检波 同步解调器的框图 2 同步检波又可以分为乘积型和叠加型两类 它们都需要用恢复的载波信号ur进行解调 4 3 1平均包络检波 一 电路原理 图示 晶体管T工作在乙类工作状态 输入Vi是高频已调波输入 集电极电流iC的幅值Icm随高频已调波振幅变化而变化 二 分析 在时 电容C相对于高频短路 相对于低频开路 高频短路低频开路 Vbb Vs ic Rl C 平均包络检波原理图 因为对于项 w是高频 其对应的分量被C旁路掉了取出cos2wt项 由余弦二倍角公式得 后部分是高频分量 被C旁路掉了 4 3 2二极管峰值包络检波器 重点 一 工作原理 Vi工作在正半周期时 Vd Vi VC 0 二极管导通 Vi对电容C充电 若Vd 0 则二极管截止 电容C对R放电 1 加入等幅波时检波器的工作过程 高频信号正半周期 Vi向C充电 rd很小 充电时间短 高频信号负半周期或Vi VC 二极管截止 C通过R放电 时间较长 在较长的一段时间内达到动态平衡 作锯齿状振动 近似认为直流分量 2 输入高频调幅波时 VC随着输入调幅波包络近似成比例变化 从这个过程可以得出下列几点 1 检波过程就是信号源通过二极管给电容充电与电容对电阻R放电的交替重复过程 2 由于RC时常数远大于输入电压载波周期 放电慢 使得二极管负极永远处于正的较高的电位 因为输出电压接近于高频正弦波的峰值 即Vo Vm 3 二极管电流iD包含平均分量 此种情况为直流分量 Iav及高频分量 二 检波器的性能分析二极管峰值包络检波器的性能指标主要有 检波效率 输入电阻 惰性失真和底部切割失真几项 1 检波效率 电压传输系数 由于输入大信号 检波器工作在大信号状态 二极管的伏安特性可用折线近似 在考虑输入为等幅波 采用理想的高频滤波 并以通过原点的折线表示二极管特性 忽略二极管的导通电压VP 则有下图 由上图可分析出 只取决于RL rd 与Vi无关 而Vi的幅值增加不会改变 因为Vi增加的同时Vo也变大 所以 一般很小 只有在峰值附近才导通 检波效率 d或称为检波系数 是用来描述检波器对输入已调信号的解调能力或效率的一个物理量 若输入为高频等幅载波 载波电压振幅为Vim 输出直流电压为VAV 则 d定义为 若输入为高频调幅波Vs Vsm 1 mcos t coswt 则 d定义为结论 低频输出振幅mVsmcos 与mVsm成线性关系 仅仅取决于 与Vi无关 仅与rd和RL有关 所以要提高检波效率 RL或gD应越大越好 rd越小越好 2 输入电阻Ri由于二极管在大部分时间处于截止状态 仅在输入高频信号的峰值附近才导通 所以检波器的瞬时输入电阻是变化的 检波器的前级通常是一个调谐在载频的高Q值谐振回路 检波器相当于此谐振回路的负载 为了研究检波器对前级谐振回路的影响 故定义检波器等效输入电阻 显然 检波器对前级谐振回路等效电阻的影响是并联了一个阻值为Ri的电阻 从功率守恒的角度来分析 检波器输入功率为 输出功率为若忽略二极管上的功率损耗 则输入功率应与输出功率相等 考虑到 d 1 由此也可得到 3 检波失真 惰性失真 在调幅波包络线下降部分 若电容放电速度过慢 导致VC的下降速率比包络线的下降速率慢 则在紧接其后的一个或几个高频周期内二极管上为负电压 二极管不能导通 造成VC波形与包络线的失真 由于这种失真来源于电容来不及放电的惰性 故称为惰性失真 为了避免产生惰性失真 必须在任何一个高频周期内 使电容C通过R放电的速度大于或等于包络的下降速度 即通过推导可知 避免产生惰性失真的充要条件为 负峰切割失真检波器输出VC是在一个直流电压上迭加了一个交流调制信号 为了避免直流分量影响下一级放大器的静态工作点 故需要用隔直流电容将解调后的交流调制信号耦合到下一级进行放大或其它处理 下一级电路的输入电阻即作为检波器的实际负载Ri2 L Ri2 为了有效地将检波后的低频信号耦合到下一级电路 要求耦合电容Cc的容抗远远小于Ri2 所以Cc的值很大 这样 VC中的直流分量几乎都落在Cc上 这个直流分量的大小近似为输入载波的振幅Vim 所以Cc可等效为一个电压为Vim的直流电压源 此电压源在RL上的分压为 这意味着检波器处于稳定工作时 其输出端RL上将存在一个固定电压VR 当输入调幅波Vi t 的值小于VR时 二极管将会截止 也就是说 电平小于VR的包络线不能被提取出来 出现了失真 如图6 4 4 b c 所示 由于这种失真出现在调制信号的底部 故称为底部切割失真 由图6 4 4 b 可以看出 调幅信号的最小振幅或包络线的最小电平为Vim 1 Ma 所以要避免底部切割失真 必须使包络线的最小电平大于或等于VR 即 交流负载R 直流负载RL所以由此式可以看出 交流负载R L与直流负载RL越接近 可允许的调幅指数越大 在实际电路中 有两种措施可减小交直流负载之间的差别 一是在检波器与下一级电路之间插入一级射跟随器 即增大Ri2的值 二是采用图6 4 5所示的改进电路 将检波器直流负载R分成R1和R2两部分 显然 在直流负载不变的情况下 改进电路的交流负载比原电路增大 通常以免分压过大使输出到后级的信号减小过多 频率失真由于C和CC的存在 其容抗为1 C 对不同的调制信号频率 容抗显出大小不同 充放电电容的影响 对于输出的低音频信号的高频分量 容抗下降 对信号产生旁路作用 从而引起频率失真 耦合电容影响 对于输出的低频信号 容抗增加 产生的压降越大 引起频率失真 频率失真 要求旁路作用小 Ri2 4 4同步检波电路 以前的检波电路均是检的调幅波 其方法不能用于DSB SSB的检波 一 叠加型同步检波1 模型 中心思想是将DSB SSB变成AM波 2 解调分析二 平衡同步检波 对叠加的改进 三 乘积型检波电路1 模型 中心思想是在频谱上产生 的频率分量 然后再用低通滤波器滤除其他不必要分量 2 解调分析这种频谱干净 很适用于各种大小信号的检波 但对乘法器的性能要求较高 总结 同步检波电路比包络检波电路复杂 而且需要一个同步信号 但检波线性性好 不存在惰性失真和底部切割失真问题 四 同步信号的产生1 AM VS经过限幅放大器 2 DSB3 SSB 4 5混频电路 在通信接收机中 混频电路的作用在于将不同载频的高频已调波信号变换为同一个固定载频 一般称为中频 的高频已调波信号 而保持其调制规律不变 如在超外差式广播接收机中 把载频位于535kHz 1605kHz中波波段各电台的普通调幅信号变换为中频为465kHz的普通调幅信号 把载频位于88MHz 10 8MHz的各调频台信号变换为中频为10 7MHz的调频信号 把载频位于四十几兆赫至近千兆赫频段内各电视台信号变换为中频为38MHz的视频信号 由于设计和制作增益高 选择性好 工作频率较原载频低的固定中频放大器比较容易 所以采用混频方式可大大提高接收机的性能 一 分类 在通信技术中 对信号进行变频处理 是将原信号的各分量搬移至新的领域 各分量的频率间隔和相对幅度保持不变 进行这种频率变换时 新频率等于原信号频率与某一参考频率之和或之差 取其和者称为上变频 取其差者称为下变频 参考频率通常称为本地振荡频率 本地振荡频率可以由独立的信号源产生 也可以用特种技术从原信号中提取 对于那些包含本地振荡电路在内的频率变换电路 称为变频器 而称不包含本地振荡电路的频率变换电路为混频器 可以这样说 变频器等于混频器加本地振荡器 二 概述 混频器和调幅器在频率变换作用上一致 但是调幅器是输入高频和一个低频信号 混频器输入高频和本振信号 均是高频 三种频谱线性搬移功能 a 调制 b 解调 c 混频 三 模型 四 有众多非线性器件能实现两个信号相混频 如晶体三极管混频电路 二极管双平衡混频电路等 4 5 1晶体三极管混频电路 一 电路原理图注意与小信号谐振放大器的区别在于VL 二 分析 在f不太高时 忽略电容效应 即忽略VCE的作用 则 晶体三极管混频电路原理图 最终在LC谐振回路输出端 gmc 混频 变频 跨导 只与直流工作点VBB VLm 晶体管的特性有关 与Vsm无关 反映了一种能力 三 gmc的讨论 1 随着VL振荡增加 g在线性段保持gmax 这时gm t 越来越变成一矩形 2 对于VS小信号而言 我们视其工作在线性 非严格线性 区域 即 所以ic与VS视为线性关系 3 高次谐波产生源于gm t 实际上 由于g不是严格线性而产生的不是严格的正弦波 而有其他谐波分量 所以要使g严格线性 要使ic VBE2 这样 g kVBE 是线性关系 但实际上是不能满足的 仅能近似 电导转移曲线非严格线性 4 gmc与VLm的关系 关系图见书207页图4 3 5 当VBB一定时 VLm由小变大 gmc相应的变大 并最后达到gmax 实际上 自给偏置效应总是产生负反馈 使VBB向左移动 向截止方向移动 使gmc有变小趋势所以实际曲线是实线所示 如果是固定偏置 则曲线如虚线所示 5 gmc与IEQ 静态工作电流 的关系 理论 实际 gfc Vlm gfc与IEQ的关系 变化较平稳 4 5 2二极管混频电路 一 概述在高质量通信设备中以及工作频率较高时 常使用二极管平衡混频器或环形混频器 其优点是噪声低 电路简单 组合分量少及动态范围大 二极管混频电路又可具体分为 单管混频 平衡混频 环形混频 开关混频和正交混频等 二 二极管平衡混频器 开关状态 1 开关工作原理书185页假定VLm VSm VLm VTh大信号应用时 二极管D相当于开关 对于响应电流i来说 由VL单独激励时 开关工作原理 在VL激励的前提下 VS激励产生的电流因为VL VS 我们认为g t 与VS无关 仅由本振信号决定 即加上VS后 g t 没有变化 仍以VL的变化来决定D导通还是截止 所以 VL与VS同时作用时 电流 2 二极管双平衡混频器 电路图书199页VL正半周期 D2 D3导通 VL负半周期 D1 D4导通 二极管双平衡混频器 所以 流过RL上的总电流 K2 wLt 双向开关函数 将K2进行傅立叶分解 最终得到了wL和wS这两个频率的乘积形式 其中中频分量 信源上流过的电流 3 混频损耗L恒大于1 L越大 混频损耗越大 如果把电路图改画成书201页图4 2 17的形式 所以双平衡混频器又叫环形混频器 4 5 3混频器的干扰 混频电路中的非线性器件对于实现频谱搬移这一功能是必不可少的部分 但是另一方面 其非线性特性不但会产生许多无用的组合频率分量 给接收机带来干扰 而且会使中频分量的振幅受到干扰 这两类干扰统称为混频干扰 它们都会使有用信号产生失真 由于以上两个特点 混频电路的干扰来源比其它非线性电路要多一些 分析这些干扰产生的具体原因 提出减小或避免干扰的措施 是混频电路讨论中的一个关键问题 混频电路的输入除了载频为fS的已调波信号Vs和频率为fL的本振信号VL之外 还可能有从天线进来的外来干扰信号 外来干扰信号包括其它发射机发出的已调波信号和各种噪声 假定有两个外来干扰信号Vn1和Vn2 设其频率分别为fn1和fn2 则晶体管输出的所有组合频率分量为 f pfL qfs rfn1 sfn2 p q r s 0 1 2 在这些组合频率分量中 只有p q 1 r s 0对应的频率分量fI fL fs才是有用的中频 其余均是无用分量 若其中某些无用组合频率分量刚好位于中频附近 能够顺利通过混频器内中心频率为fI的带通滤波器 就可以经中放 检波后对有用解调信号进行干扰 产生失真 另外 由幂级数分析法可知 p q r s值越小所对应的组合频率分量的振幅越大 相应的无用组合频率分量产生的干扰就越大 下面对混频干扰的几种不同形式和来源进行讨论 最后给出了解决措施 一 组合频率的干扰先不考虑外来干扰的影响 混频器输出的电流中组合频率为 fpq pfL qfs 则此组合频率能产生干扰例如 当fs 931kHz fL 1396kHz fI 465kHz时 对应于p 1 q 2的组合频率分量为 1396 2 931 466 kHz 465 kHz 1 kHz 466kHz的无用频率分量在通过中放后 与中频为465kHz的调幅信号一起进入检波器中的非线性器件 会产生1kHz的差拍干扰 经扬声器输出后 类似于哨声 故称这种干扰为干扰哨声 分析产生的条件 只有当时 才有干扰产生 清除 或减弱 干扰信号 1 选取合理的混频电路及合适的工作状态 尽可能减小组合频率分量 2 合理选择中频 将最大干扰信号抑制到频带外面去 只有接收机频带内信号 才可能产生干扰哨声 只有p q值较小时 干扰才明显 二 寄生通道干扰若外来干扰和本振产生的无用组合频率分量满足 pfL rfn fI p r 0 1 2 则也会产生干扰作用 通常将这类组合频率干扰称为寄生通道干扰 其中中频干扰和镜频干扰两种寄生通道干扰由于对应的p r值很小 故造成的影响很大 需要特别引起重视 1 产生干扰条件 一般只研究p q较小的情况 2 中频干扰当p 0且r 1时 fn fI 即外来干扰频率与中频相同 例如中频为465kHz 则同样频率的外来干扰即为中频干扰的来源 3 镜频干扰当p r 1时 fn fL fI 因为fS fL fI 所以fn与fS在频率轴上对称分列于fL的两旁 互为镜像 故称fn为镜像频率 简称镜频 例如fI 465kHz fS 1MHz 则镜频为1930kHz 若外来干扰中含有1930kHz的镜频 就会产生镜频干扰 4 抑制措施对中频干扰 尽可能提高混频前各级选择性 减小三极管变频特性中g0项 对镜像干扰 提高混频前各级选择性 提高中频频率 三 交叉调制干扰与互相调制干扰1 交调干扰 当混频器的输入端同时作用着有用信号VS和干扰信号Vn时 混频器除了对某些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外 还会对任意频率的干扰信号产生交叉调制失真 这种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出中频信号上去的一种非线性失真 故将它称为交叉调制失真 简称交调失真 交调的产