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讲稿大功率问题与思考2 大功率变频调速的问题及思考概述大功率变频调速应用多年，还有什么不足及尚可改进之处？H桥级联变频器(HBC)应用最广泛，但存在下列不足?浮空整流电源数太多，常用二极管整流，不能回馈；?多绕组移相变压器结构复杂、庞大、昂贵；?直流贮能电容数量多、容量大、分散，影响可靠性。 三电平中点钳位变频器(NPC)在国外应用广泛，国内不及HBC，原因及不足?输出电压10%)，变压器漏抗(5-6%)不够，需用LCL滤波及加串电抗；?3N套PWM整流控制麻烦。 如何简化回馈主电路及控制？2.IGBT整流/回馈电源西门子公司在其低压变频系列产品中推出一种新整流/回馈单元IGBT整流/回馈电源，其性能和价格都位于二极管整流和AFE之间，把它用于H桥功率单元的整流可解决上述问题。 它的主电路与AFE相同，都是三相两电平IGBT桥，网侧不需LCL滤波，且电抗X i小(4%)。 IGBT整流/回馈特点?不用PWM，一个电源周期中每个IGBT只导通和关断一次，在自然换流点(a=0处)开始导通，持续120后关断。 进线交流电压U d时，电流经二极管从交流电源流向直流母线整流；当进线交流电压 把IGBT整流/回馈电源用于H桥?进线电抗小，变压器漏抗已满足，不用增加任何元件；?无PWM和闭环调节，控制简单；?网侧功率因数与谐波和二极管整流一样(cosf0.95，借助变压器副方绕组移相，网侧谐波小)。 整流回馈(上24脉波，中12脉波，下6脉波)MMC变换器的低频问题1.问题的提出H桥级联变频器的另一主要缺点是需要一台结构复杂、庞大而昂贵的多绕组移相变压器。 (如果变频器只输出无功，不输出有功，例STAT，可以无变压器；调速用变频器需输出有功，不可无变压器)MMC变换器(Modular MultilevelConverter)是另一种电压型级联多电平PWM变换器，如果交-直-交变频器的整流和逆变都用MMC，既可以传递有功又无变压器，还能四象限运行。 它己成功用于直流输电，容量达1000MVA。 人们希望把MMC用于调速，实现无变压器，但存在一技术障碍MMC不能低频运行。 解决这问题的方法正在探索中。 2.模块化多电平变换器(Modular MultilevelConverterMMC或M2C)每相支路由2n个单元和一个限制环流的中点抽头电抗器级联构成。 每单元由2个IGBT和一个贮能电容C构成，MMC变换器单元(cell)单元允许双向电流，采用PWM调制，电压V ju在0-V c,ju间调节。 各单元的PWM相位彼此错开T/2n，则相输出电压电平数N=2n+1。 (若n=8，则N=9)工作原理分压。 控制三角载波PWM，各单元相位错开T/2n；控制信号由3部分组成平均V c控制(直流环流控制)，V c均衡控制，期望交流电压。 特点多电平、四象限运行，若变频器的整流和逆变都用MMC，可以传递有功，且无变压器。 应用实例直流输电HVDC PLUS(Siemens)3.问题MMC不能低频运行用于调速的技术障碍。 原因输出的基波电流流过贮能电容，造成电压Vc波动在电流流入单元的半个基波周期中，电容一直充电，Vc不断升高；在电流流出单元的半个基波周期中，电容C一直放电，Vc不断降低。 Vc波动量与流入和流出单元的电能E px和E xN成比例。 它与基波频率成反比，频率越低，波动量越大。 MMC的最低工作频率约为0.5-0.6p.u。 4.低频运行之探索办法在低频段加入较高幅值和频率的三相共模电压和交流环流，让电容以较高频率充放电，从而减小电压波动。 前提不影响三相正弦输出电压和直流母线电流(直流母线中无电容)。 A.ABB方法加入正弦共模电压和环流1(注意，在i x0时环流i cx,dm与共模电压u cm同相，在i x21后，同步和异步调制差别不大，仍用异步调制。 B.选用优化PWM策略选次最优PWM6，它是最优PWM的近似，可以用载波法在线实现。 在与载波比较的正弦调制电压中加入幅值为0.25的3倍频偏置电压(通常3倍频偏置电压的幅值为0.17，只能增加逆变器输出电压，不能减小谐波)次最优PWM与常规对称和非对称PWM比较FR=9FR=15次最优PWM与消谐和最优(谐波最小)PWM比较FR=9FR=15C.生成载波快速系统要求逆变器输出电压基波频率、幅值和相位随时不断变化，为实现同步对称，要求载波与基波同步、对正，且随之不断变化。 逆变器三相输出电压基波用电压空间矢量u来描述，在基波频率、幅值和相位变化时，u不断改变位置、角速度和幅值，但下式不变。 把载波的自变量从时间t改为相位角q u，且在q u=0时位于三角波顶点，则无论电压频率、幅值和相位如何变化，都能同步对称。 在FR不变时载波波形固定不变。 /3)2cos(/3)2-cos(cos?q?qq?u oTuoSu oRuuu uuu相角q u*数字矢量控制系统输出，是离散量，为构造载波，需要它是连续量，为此引入锁相环。 锁相环输出q u.L=q u*=q u是连续量。 在矢量控制系统中，频率跟随电机转速变化，不会快速变化，锁相环能在频率变化时维持q u.L=q u*。 在电机转矩快速变化时，q u*也快速变化，完成锁相需要时间，可能会在短时间内出现q u.Lq u*情况，载波和基波没对正，不影响PWM工作*。 载波和基波没对正时，和异步调制一样，也能实现逆变器三相实际输出电压在一个PWM调制周期内的平均值等于给定值，q u=q u*，不影响快速性。 同步对称和谐波都是对基波周期而言，几个调制周期的波形变化谈不上同步对称及谐波。 锁相环的锁相过程是逐步渐近进行的，期间三角载波波形连续，无任何突变，不会给系统带来冲击。 D.FR的平稳切换采用分段同步后，需在基波频率变化到分段值时切换FR值。 FR=9或15或21，是3的奇整倍数，在相位角q u.L=0，2?/3，4?/3时，三种载波的瞬时值相同，都处于三角波的同样顶点，在这时刻切换FR不会带来突变。 E.异步调制和同步调制的平稳过渡低频异步调制时，PWM调制频率固定，载波的相位角和基波相位角间无任何关系。 当频率f1升至异步和同步转换频率时，若马上转入同步调制，载波的频率和相位都要突然改变，将给系统带来冲击。 平稳过渡的办法接通(同步调制)和断开(异步调制)锁相环反馈。 F.调节系统的修改从载波发出中断信号，起动变步长的采样和计算；所有与时间有关计算的步长从时间变为角度(引入基波角频率)。 大型变频调速风机的轴扭振问题1.事故情况发电厂大型风机采用变频调速可节约大量电能，是效益最明显的节能措施之一。 部分大型调速风机在运行一段时间后出现轴系(电机轴或风机轴或联轴器)损坏重大事故。 情况?非个例，具有一定普遍性。 据风机厂和事故电厂调查，事故率约20。 表明不是设备质量问题。 ?电网直接供电恒速传动无问题，事故都出在改用变频调速后，表明与变频有关。 ?事故断面检查结果为交变扭转应力破坏(疲劳)，估计是轴扭振所致。 ?变频器的控制系统都是开环V/F控制，不存在转速闭环导致扭振问题。 ?使用的变频器都是所谓“完美无谐波”变频器，输出谐波不大。 ?设置多个“跳频”点也无用，估计激发轴扭振的转速范围较宽。 ?出现破坏性扭振时，虽然轴中那么大的扭曲转矩，可是电机电流波动不大，示波图中只有较小电流波动(10-20)，事故无明显前兆。 巨大的扭曲转矩和能量何处？2.美国某炼油厂的调速风机事故分析7美国某炼油厂一台变频调速引风机的联轴器多次损坏，以为是普通机械故障，做了一个大联轴器，安全余量从3提高到15，运行不到一个月联轴器没坏，但电机轴出现45裂缝，系典型的扭振损伤，于是做了许多测量和分析。 (该案例已被引入Rockwell公司系统设计指导文件)8电机参数500hp，60Hz，1195r/min，26,370in-lb(英寸-磅)。 变频器两电平低压交-直-交(Rockwell产品)试验1.冷风，电机缓慢升速至910r/min在95和570r/min(4.75和28.5Hz)处有大幅转矩振荡，由基波和6次谐波产生。 在640-910r/min(32-45.5Hz)范围内均有大幅转矩振荡，由谐波产生。 所有转速的振荡频率都是固有共振频率28.5Hz。 表明，变频器输出谐波频带宽，在很大调速范围内都能激励产生扭振，“跳频”不解决问题。 试验2.冷风，减小进风量，转速升至额定1197r/min(60Hz)后稳定运行虽变频器输出频率固定在电网频率，其谐波仍激励产生28.5Hz(共振频率)的大幅转矩振荡。 这时，电机电流无明显歧变，幅值波动不大(20)，不易察觉。 表明，扭振的能量主要在轴系内部交换，只有少量从外部通过电机补充。 试验3.旁路”变频器试验在196秒前，电机由变频器带着缓慢加速，轴转矩大幅振荡；在196至198.7秒期间，变频器切除；在198.7秒后，电机接电网，再加速至额定转速后，轴转矩振荡幅值减至电机额定转矩的10。 表明，轴扭振变频器。 试验4.普遍性试验在这工厂中还有一台变频调速风机，它的电机和变频器与事故风机相同，其轴系一直没坏。 为弄清事故风机轴系故障是个别案例，还是具有普遍性，他们对这台无故障的风机轴系也进行同样测试。 试验结果表明，这台无故障风机的轴系和事故风机一样，也存在不寻常的高幅值扭振，只是由于工作于不同转速，沒产生破坏性扭振，同样处于危险状态。 表明，轴扭振普遍存在，仅强烈程度不同。 试验5.控制系统对比试验开环V/F控制和矢量控制两种系统激励的轴扭振沒多大差别。 3.扭振分析在风机中，电机通过一根细长轴驱动风机，构成两质量系统。 特点，电机转子旋转的角速度w r和转角q r与风机的角速度w f和转角q f不同。 轴传递的转矩T s与转角差(q r-q f)成比例由此，从电磁转矩T m至轴转矩T s的传递函数?f rsf r s ssKK Tw wq q?电动机膜片联轴器膜片联轴器风机轴承约10米?s sf mf mfmf smsK s D sJ JJ JJJJKTT?21式中Ks是轴的弹性系数；D s是轴的阻尼系数；J m和J f是电机和风机的转动惯量。 它是二階振荡环节，谐振频率为谐振时，转矩放大倍数(T s与T m幅值之比)A s为代入炼油厂实例参数，得f r=28.6Hz(与测试结果相符)，A s=50.3(34db)，表明只要电机输出转矩中有2的f r谐波，便可激发出100的轴转矩振荡。 12m frsm fJJf KJJ?fmfss osJJJ KD fA?21轴系等效电路谐振时，能量在电感和电容中交换，外部输入不大。 相应，轴扭振时，轴的弹性势能和转动物体的动能在交换，需要的外部激励转矩不大，这是电动机电流波动不大，事故无明显前兆的原因。 在设计扭振抑制电路时需注意，谐振时T s与T m相差90(谐振频率)。 4.扭振对策轧机传动也出过扭振事故，它是由于采用电力电子变流后，转速环频带展宽，复盖了谐振频率(f r)所致，解决办法是引入陷波滤波，切断f r信号的反馈通道。 风机传动多用开环V/F控制，控制信号本身干净，陷波滤波无用。 它的扭振由变频器输出谐波产生，解决办法宜从两方面入手减小变频器输出谐波；在控制系统中引入抑制环节。 A.减小变频器输出谐波在炼油厂实例中，Rockwell公司采用4项措施来减小谐波a)采样和数据更新周期从每开关周期1次改为2次；b)死时”补偿的计算从每开关周期1次改为2次；c)直流母线电压补偿用的直流母线电压信号从非线性滤波改为取平均值。 d)直流电抗器从饱和型改为不饱和型。 采用上述措施后，转矩振荡幅值减小至可接受值。 B.在控制系统中引入抑制环节检测振荡信号，微调变频器输出抑制扭振。 振荡信号检测轴转矩T s的振荡，难在现场直接实时测量，但会在电机轴转矩T m中有反映，可借助转矩观测器用电机电压、电流信号计算T m(与VC或DTC系统的转矩观测相同)，间接了解T s。 注意，在总转矩信号T m中，谐振分量所占比例不大，加之总T m中还有其它谐波成分，因此宜用谐振滤波或谐振调节器把f r分量检出。 另外，谐振的T m和T s分量相位差90，信号检测、滤波和离散都带来滞后，导致算出的T m信号中f r分量相位变化，需要按fr频率进行相位补偿。 微调变频器输出不同调速系统采用不同微调变量和方法。 微调变量需选用与转矩T m关系最直接的变量。 对于开环V/F控制系统，建议微调变量选频率给定Df*，因为微调时转速和磁链基本不变，调频率就是调转差，转差与转矩成比例，关系直接。 异步机无转速传感器矢量控制系统低速问题无转速传感器矢量控制系统的低速性能不好是一个长期未解决的难题。 它限制了调速范围。 原因转速观测的基础是定子电势计算及基于它的电压模型(VM)。 低速时电势=电压-电阻压降，这时电压和电势都很小，电阻压降占很大比例，受温度变化及开关器件非线性影响，电势算不准9。 转速观测的基准没有了，观测器无法正常工作。 对策寻找不依赖电势计算及电压模型的转速观测方法。 模型参考自适应转速观测器最常用，通常以电压模型VM为基准(参考模型)，因它与转速无关，以电流模型IM为可调模型，因它与转速有关，通过比较二者得到转速观测值。 两种常用观测器基于转子磁链的方法(MRAS F)基于i q的方法(MRAS iq)改进法1基于定子电流的模型参考自适应法(MRAS CC)10抛弃VM和电势计算，直接用电机本身作为参考模型，用电机自己的可以直接测量的输出量作为参考变量，消除参考模型不准确带来的误差。 电机的输入是三相定子电压(用矢量u s表示)，输出是三相定子电流(用矢量i s表示)和转速n，因无转速传感器且n是待观测量，故只能用矢量i s作为参考变量。 用电机定子模型SM可以算出定子电流矢量的观测值i s.ob，计算时需要知道转子磁链矢量观测值y yr.IM。 因电压模型存在低速问题，所以用电流模型IM来观测。 由于SM和IM都与转子角频率w r.ob有关，故把这两个模型合在一起，共同作为可调模型。 将矢量i s和i s.ob之差D i s=i s-i s.ob送至自适应调节器AAR，通过PI调节输出转速观测信号w r.ob，同时把它送回到SM和IM，通过它去改变is.ob，减小D is，直至稳定。 SM IM问题电流误差D is是矢量，有大小和方向，用静止坐标系表示时有D is a和D is b两个分量，调节器AAR只有一个输入，它应该根据什么误差信号来调节？SA用矢量D is和磁链矢量y yr.IM的叉积作为AAR的输入，电流矢量和磁链矢量的叉积等于电机转矩，D isy yr.IM=D Te反映了转矩观测误差，它是一个标量。 转矩直接影响转速，故用D Te作为AAR的输入。 ?s r.IM s.obs.obuii?wrT jTrkdtdTr ob.rrr11?IM.rob.s sIM.r ob.ssei ii iTa b bba aD?r.IM siIM.r ob.r mIM.IM.rT jLdtdTr srriw?对策2非线性全阶观测器(NFO A)9非线性全阶观测器(NFO A)是MRAS CC的扩展，思路基本相同，抛弃VM和电势计算，以电动机本身为参考模型，以SM和IM共同作为可调模型，用转速自适应器SA来计算AAR输入，通过自适应调节来观测转速。 差别是在NFO A中，增加了校正环节G s(w r)和G r(w r)，它们的输出Ds和D r分别送至SM和IM去校正观测误差。 (AAR的输入D Te是矢量D is和y yr.IM的叉积，自适应环稳定后D Te=0。 叉积=0不表示D is=0，可用D is来校正观测误差)NFO A框图MRAS CC试验结果(w r*=0.05，T L从0到额定)(w r*-0.0035+0.0035，T L=0.25)参考文献1.Low Outputfrequency Operation of theModular MultilevelConverter,Proc.IEEE ECCE,xx.2.Start-Up andLow SpeedOperationofan ElectricMotor Drivenby aModular MultilevelCascade Inverter,IEEE Trans.on Ind.Appl.Vol.49,No.4,xx.3.Configurations ofHigh PowerVoltage SourceInverter Drives,in Proc.5th Eur.Conf.Power Electron.Brighton,U.K.1993.4.Optimal Regular-Sampled PWM Inv