OLC放大器设计方法111111111111111.doc

OLC放大管设计方法OLC放大器设计方法电源电压的计算a)、为了保证电路安全可靠，通常使电路最大输出功率Pom比额定输出功率P0要大一些，一般取Pom=（1.52）P0。放大器的最大输出电压Vom应根据Pom来计算：因为考虑到管子饱和压降等因素，放大器的最大输出电压Vom 总是小于电源电压。令，则称为电源电压利用率，一般取值范围为0.60.8，由此可得：=11.29v所以选定电源电压为12v的电源。b)、输出功率管的选择输出功率管应满足以下要求：V(BR)CEO2Ec =24vICM=1.5APCM0.2Pom+I0EC=1.24w式中，V(BR)CEO为集电极发射级反向击穿电压，B表示反向。单位为V。ICM为集电极最大允许直流电流，C表示集电极，M表示最大。为Ec/RL壁纸的替代符号。PCM为集电极最大直流耗散功率。一般T1、T2射极电阻R1和R2去R1=R2=（0.050.1）RL；Io为静态电流，一般Io为2030mA.在选管子时，T1,T2尽量对称，大功率管亥应考虑散热器的配置。下面是互补管T10和T11的选择以及,R31,R32,R30,R27,R34的计算1)、T10、T11的选择。T10,T11分别与T1,T2复合，其承受的最大反相电压均为2Ec，最大集电极电流时T1,T2的最大集电极电流的1/。考虑到T3,T4的静态电流及电阻R3,R4引起损耗和饱和压降的影响，T3,T4的极限参数应满足下列条件V(BR)CEO2EcICMPCM式中，Pclmax为的比值，T3为NPN型，T4为PNP型，并使=1002）、R31,R32的确定R27=（510）ril=R30=302.53）、平衡电阻R5的确定已知T3,T4分别为NPN和PNP型，电路接法不同，所以两管的输入阻抗不相等，这会使加在两管基极的输入信号不对称，为了让T3,T4基极的输入信号对称，需要加平衡电阻R5以保证复合管输入电阻相等，因此，R5应满足R34=R27/ril=50.4。4）、偏置电路的计算已知VB4=VBE3+VBE1+|VBE4|设VBE3= VBE1=|VBE4|=0.7V可得VB3- VB42.1V又因为VCE9=VB3- VB4VBE9设VBE9=0.7V,则=3可得R8=2R9为了保证T9基极电压的稳定，取IR8=（510）ICQ9/。若忽略IR8和Ib3的分流作用，则ICQ9ICQ5（ICQ5的计算见下面推动级的设计），故有,为了调节偏置电压的数值，R8可改用一固定电阻与可调电阻并联，使其并联值等于R8。因为T9对最大电流和耐压要求不高，可选用普通3DG型管。4）、推动级的设计a)、ICQ5的确定推动级为一甲类小信号放大器，为了保证信号不失真，要求：ICQ5=2.5mA一般取ICQ5（210mA，则b)、R28和R29的计算因为T9的偏置电路输出电阻很小，T5的直流负载主要是R28+R29（R7为直流负载，R28为该电路的有效负载），并且VB4-0.7V,由此可得R28+R29= 1.5kR29160 取R29=1k R28=3.5kc)、自举电容C1的确定自举电容的取值依据是：在下，其容抗XC1C3.图c 高音衰减图b高音提升信号在低频区 由于C3的值很小，R4支路可视为开路。反馈网络主要由上半边起作用。并且UA741开环增益很高，放大器输入阻抗也很高，所以(虚地)，故R3的影响可以忽略。当电位器W2的滑动块移到A点时，C1被短路，其等效电路如图2所它与图a很相似，可以得到低频提升。2.信号在高频区C1和C2对高频可视为短路，此时C3和R4支路已起作用，等效电路如图5所示，为了 由于前级输出电阻很小（300），输出信号Vo通过RC反馈到输入端的信号被前级输出电阻旁路，所以，RC的影响可以忽略，视为开路。当W1滑动端至C和D点时，等效电路如图7和8（W1的数值很大，所以可以视为开路）。通过幅频特性的分析，高频最大提升量为 （5）最大衰减量为 （6）高频转折率为 （7） （8）将音调控制电路的高、低频提升衰减曲线画在一起，可以得到如图所示曲线。在和之间，曲线按6dB/倍频程的斜率变化，假设给出低频处和高频处的提升量，又知,500k,因此取W1和W2的阻值为150k的线性电位器。（3）、计算各元器件参数，有式11和2可得： , 由式7和式8可得：, 式中，Ra=3R1。（4）、计算耦合电容。在低频时音频控制电路输入阻抗近似为R1，要求： 式中，fL为低频截止频率（5）、UA741按引脚界限要求连接，调零端可接电位器（中点接负电源），也可以接两个等值的电阻，再接负电源。前置级的设计电路选择根据总机指标要求，前置级输入阻抗应当较高，输出阻抗应当较低，以便不影响音调控制网络正常工作。同时要求NF尽可能小。为此，为本级选用场效应管共源放大器和场效应管源极跟随器组成，如图9a，该电路输入阻抗高，rilR1,并引入电流串联负反馈，提高了电路的稳定性。适当选取R3和R4，可得到满意的增益。第二级源极跟随器可以得到较小的输出阻抗，同时其输入阻抗较高，对前级影响很小，为了节省场效应管，第二级也可用晶体三极管射极跟随器，如图9b，此电路亦可满足指标要求。场效应管共源放大器的设计1.选择静态工作点 普通结型场效应管可满足指标要求，所以选择3DJ6或3DJ7均可。 为了既降低NF又保证足够的动态范围，要求管子参数IDSS、VP和gm的值不能太小。一般要求：IDDS1V, gm0.5mA/V。 适当选取VOS,使IDQ值小一些（保证NF小），如图10.根据公式IDQ= IDDS（1-VGS/VP）2,并且Vs=-VGS,取VDS=(1至2)Vs, VD=VDS+Vs2.求电阻R4，R3，R2，R1已知R4=（Ec- VD）/IDQ , R2+ R3=Vs/ IDQ| VGS|/IDQ并且，RL=ri2R5(ri2为次级输入电阻，选R5=1M)，可得： 场效应管共源放大器中频电压增益为 当1时，-R4/R3时有 为了保证输入电阻500k,选取R1=1M。3.计算电容C1和C2C1和C2主要影响低频响应，要求： ，式中，为低频截止频率。设计总结在完成这个设计之后，我也有一定的思考，重新将自己的设计细细看了几遍，同时也把做同样设计的几个同学的设计借来观摩了一番。在进行对比和分析之后，又有很多所得。一开始进行设计的时候，我基本上都是参照书本或者网上的例子进行，甚至就是按照它的步骤再做一遍。当然在初学阶段这未必不可以，这样做可以让我熟悉软件的操作环境，了解设计方法和步骤，更加深刻理解基本概念。但是等到自己设计的时候，我觉得就应该抛开例子，完全按照自己的思路独立进行，这样可能会在设计中碰到更多的问题，但是这样也能让我学到更多，而且在解决遇到的问题时会更加引发自己的思考，说不上创新，但可能会有新意产生，也就是自己的东西了。在这方面我做的也不是很好，所以设计之后再回想一下，里面自己的东西很少，这也是以后需要改进的地方。这一点我想在任何一门课程的学习，在今后任何一行工作都是很重要的。如果没有探索性，我们只会走着前人走过的路，踩着前人踏过的脚印。在这这个设计过程中，探索性主要可以体现在下面几个方面。一个是绘图所用的软件，很多人推荐我们使用Protel、EWB等，因为这几个软件有它们很大的优势，在学习使用过程中我也深有体会，特别是EWB，功能很强大，基本上能满足我在设计中的任何要求。但是我们同样可以自己摸索，用其他差不多或者更好的软件。还有设计时所采用的公式，每个设计书上基本都有较为成熟的公式让我们参考。但它们不一定就是最好的，我们也可以到图书馆到网上去查阅更多的资料，比如在进行电路参数计算时我就发现书本的公式好象可能有印刷错误，在不能确定的前提下我去图书馆查阅资料，发现好几本参考书上计算参数时都是采用另一个公式，于是我暂时先采用这个公式，计算出数据后进行仿真，发现近似性很好，能满足设计指标。第三点，在整个设计过程中都会有很多的计算，如果靠笔算会很麻烦也不能保证准确性。这个时候我们就可以把以前学的本领用出来了VC、matlab都是很好的工具，利用它们编写一些小工具进行计算，大大方便了我们的设计，减少了设计中的机械性，何乐而不为呢？没有探索就没有创新，