翻译--为实现低功耗无线接收机的集成射频带通滤波器和.doc

实现低功耗无线接收机的集成射频带通滤波器和振荡器的设计威廉B库恩美国 堪萨斯州 曼哈顿 堪萨斯州立大学摘要-全集成的无线接收机需要片上射频/中频带通滤波器和本地振荡器的实现技术。分析表明：如果线上电感允许附加到电路设计中，工作在甚高频到L波段频率范围内的低功率滤波器/振荡器的设计是可以实现的。工作在200Mhz的全集成LC振荡器的雏形已经提出，以及滤波器和振荡器理论的发展表明用于宽带服务的的低功耗全集成的PCS（个人通信业务）接收机可以实现了,例如DECT（数位加强式无线电通讯系统）。 I引言 由于AMPS/GSM/DECT和其他无线服务芯片集的引入，现代的移动电话和PCS产品的集成化程度越来越高。然而，这些无线设备中含有RF/IF部分的滤波器和本地振荡器电路仍然是片外的，这样就限制了最终产品的大小和成本降低的可能性。 由于高功耗、有限的动态范围以及低相位噪声的限制，试图将RF/IF滤波器和本地振荡器集成在硅集成处理工艺中的进展不大。再考虑到接收机部分，这些问题使得许多的设计者转而考虑经典的超外差式接收机的结构。尤其的在最近这些年直接的转换设计越来越受关注，理论上，所有频道的选择都可以通过集成程度较好的低通滤波器来实现。然而这样的设计需要高质量的本地振荡器，并且尤其需要一些位于前端的RF预选滤波器来提高带外的抗干扰性。同样的结论也适用于亚取样的数字接收机结构，在射频段它要额外引入去假频滤波器。在发射机端，需要良好的谱纯度阻止相邻信道的干扰，并且在输出端需要采用带通或是低通滤波器来衰减谐振频率。 如果集成电感获准进入IC设计活动，所有这些要求都可以解决。一旦砷化镓MMIC(微波单片集成)设备运行在几个兆赫或是更高频段,集成硅电感就变得越来越可行。随着BiCMOS（双极互补金属氧化物半导体）工作频率范围的提高，无线设备中射频和中频分别向L波段和甚高频的迁移，以及在现代的2-金属和3-金属工艺过程中金属喷镀到基质距离的提高，以上的发展使得集成在硅上应用逐渐的被引用进来。 这篇论文首先回顾集成LC滤波器设计理论的最新进展，然后扩展到集成接收机前端的设计，还包括高性能本地振荡器的设计。测量结果基于对用2 m CMOS工艺实现的全集成的200Mhz的本地振荡器的测试并推测2Ghz本地振荡器的设计。最后，这些结果表明一个全集成的、低功耗的 PCS接收机是触手可及的。 II螺旋电感和集成的LC带通滤波器 电感可以使用MMIC设计中的螺旋尺寸通过硅集成工艺来实现。图片1a展示了一个传统的螺旋电感的结构。图片1b展示的改进螺旋电感通常应用在均衡电路中 。 图片1 （a）传统的螺旋电感 （b）中心抽头的螺旋电感 为了说明现代CMOS工艺可以达到的性能，表I列出了图片1所示传统电感形状的仿真电感值、品质因数和自谐振频率。这些仿真结果是基于集总电路SPICE模型考虑到近似的基质损耗的修正。表I对于各种各样环外大小D和匝数N的仿真电感性能 虽然对比于分布式电感设计，表中显示的Q值非常低，但是对于许多应用像RF低通滤波器、宽带调谐放大器和阻抗匹配网络，他们已经足够了。如果RF预选或者是IF的信道选择需要带通滤波器的小分数带宽，那么可以加入有源Q增大电路，如图2所示。 图片2.Q增强的LC带通滤波器电路Rp代表有限Q电感及其相连电路在谐振时的等效并联阻抗，跨导gmn实现负阻抗来抵消这一损失。跨导gmi和gmo提供输入输出缓冲以实现一个完整的二阶带通滤波器设计。高阶滤波器也可以通过使用耦合谐振和类似的电路结构来设计实现。A 动态范围分析设计工作在低功耗下高Q电路时主要关注动态范围这一性能。因此，对图2所示电路进行噪声分析并加以简化得出动态范围DR的表达式 其中P1dB 是Rp在1 dB压缩点处的功率，Q0和Q分别是Q提高前和提高后谐振电路的品质因数，BIF是使用滤波器的接收机的中频带带宽，F是gmn 和gmi有关的噪声系数，其中gmn和gmi假定值从1到2，kT是波尔兹曼常量乘以开式温度。公式（1）表明通过Q增加，动态范围随着滤波器带宽的变窄而迅速的减小。然而Q的提高过程提供了再生增益，这可以用于无线电接收机设计的开发中。因此，适度的增加Q，无线系统中滤波器的性能可以和集成了片外无源滤波器的传统接收机相比较。 图3 传统接收机的前端设计 图 4 集成接收机的前端图3和4 展示了两个接收机的前端设计。图3 展示的是传统的接收机前端，它包括片外预选、集成的低噪声放大器LNA和图像滤波器。虽然无源滤波器自身可以有很高的动态范围，但是LNA会限制在接收机的预选通带内所允许的最大的信号电平，因此就会在总体上影响系统的动态范围。在这种情况下，DR改写为其中Fop和G分别是LNA的运行噪声系数和增益，P1dB 是在放大器输出端测量出的压缩点。把这一表达式和品质因数增强的公式（1）比较，图4 揭示了如果品质因数的增加被限制在就可以得到相似的动态范围性能。假定滤波器的噪声系数F=2，LNA的运行噪声系数Fop=4，P1dB在这两者之间类似。对于一个典型的接收机，增益G在20-30dB（100-1000），意味着没有动态范围的损失下把Q增加到10或者是更高是有可能的。因此，图4 所示的集成的Q增强的LC滤波器很有可能代替图3所示的组合了LNA和两个片外滤波器的结构。此外，由于被LNA消耗的功率可以分派到提供所需增益的Q增强的滤波器，所以这两个电路会呈现相似的功率消耗。其中可以提供的所需增益是再生Q增强过程中产生的。 图5 所示的是L波段Q增强的滤波器的动态范围和传统的LNA/滤波器相结合的动态范围，它们的增益相同（26dB）。注意在这两种情况中，在预选通带外动态范围的提高时是以降低系统增益为代价的。（这里动态范围定义为未经输出压缩的最大输入信号电平除以接收机带宽BIF的输入参考噪声。）图5 计算出的传统前端设计（a）和基于Q增强滤波器设计（b）的随频率变化的动态范围 在计算传统前端的动态范围时，假定LNA的Fop=4（6dB），P1dB=-5dBm，预选通带之外的改善是由于使用了位于LNA前面的单极点、20MHz带宽绝缘谐振滤波器。对于工作在L波段的低功耗（例如Idc=5mA）硅集成电路，Fop和P1dB的值是特定的。在Q增强滤波器中，假定在1.9Ghz下F=2，Q0=8，参考文献（2）所描述的设计技术用来提供6-8dB的运行噪声系数和在Idc=5mA时-7dBm的1dB压缩点。电感的品质因数通过11.9的因数提高到有效的95和20MHz带宽。假定在两种情况下IF的带宽是1.1MHz，这与DECT或者是宽带PCS接收机是一致的。B滤波器调谐 众所周知除了动态范围的限制，高品质有源滤波器的问题还有频率/品质因数的制造公差和温度漂移。因此，为了能较大提高品质因数，在上面所提到的滤波器中进行实时的调节是必须的。 实现调谐最简单的方法是采用改编自Gm-C滤波器的主从式技术。这项技术制作了一个相同的滤波器（采用可选的内置频率偏置）并使其有增加到足够大的品质因数以至于它成了一个振荡器。通过频率或者是相位锁定振荡器到一个已知的参考值，并且采用等效频率控制滤波器的输入，滤波器的频率受振荡器直接调谐并保持在一个需要的值。使用一个合适的幅度控制环、振荡器和固定Q0偏置的滤波器，这项技术也可以被用来控制滤波器的品质因数。III集成的本地振荡器 自从主振荡器可以兼做本地振荡器把频率降到中频段IF，主从式调谐在上面所谈到的控制RF前端滤波器中变得越来越受欢迎。然而为了使这项功能变得可行，要求振荡器必须有充足的低相位噪声。因此引起了低相位噪声性能的研究并且用工作在200MHz下的实验设计进行了证实。这项研究基于的理论首先是罗宾斯发展起来的，但是利用公式（1）中动态范围的表达式可以得出片上LC振荡器的直接可应用性。 当图2所示的Q增强滤波器的品质因数上升到一个点，该点即由再生增益和谐振器所产生的噪声功率和滤波器所允许的最大信号功率相等时，这个滤波器会变成一个振荡器。在公式（1）中这一点就是DR=1时，带宽Bif被滤波器的全部噪声带宽Bn所代替。这时，公式（1）可改写为： 假定前面所提到的幅度控制环被用来稳定在Posc=P1dB这一点时振荡器的功率Posc，公式（4）就可以给出振荡器功率的定量表达。这个功率是由一个二阶谐振腔和3dB带宽B3db=2/Bn的窄带噪声组成的。为了找出振荡器在带宽是1Hz 时的噪声密度No，我们参考Bn的定义，这样Posc可以改写为：结合（5）、（4）以及谐振器3dB带宽公式（B3dB=fo/Q）得出：由于这个功率的一半是振幅噪声，因此实际的相位噪声Nop是公式（6）中No值的一半。此外，频率在谐振器3dB带宽外偏移f时，噪声频谱会随着二阶谐振器响应而产生。因此：最后，把（6）代入（7）并除以Posc得出相位噪声和振荡器功率的关系： IV实验证实为了证实前面所谈到的理论，设计了一个主从式、Q增强滤波器，它工作在200MHz，使用片上240nH中心抽头电感，采用2m CMOS工艺制造，测得电感是850m并且呈现的品质因数QO为2.2。图6 展示了这一模型中的二阶滤波器的简化原理图。这个设计的细节以及证实公式（1）的动态范围的测量值超出了本论文的范围。在这只讨论振荡器的性能。 图6 滤波器/振荡器模型电路的简化原理图 IC模型中振荡器部分和图6所示去掉输入缓冲的电路是等效的。在测试时，振荡器的功率保持在P1dB,Vdd=3v时滤波器（60w）的直流电流是1.3mA，这些电流被交叉耦合Q增强跨导电路所消耗。 图7 200MHz 片上LC振荡器相位噪声的测量值图7显示的是测量出的振荡器的噪声频谱。带宽为1KHz时组合的幅度和相位噪声在100Khz偏置时是-99dBc、在500KHz偏置时是-112dBc。对比一下公式（8）得出的值-102dBc和 -116dBc都是相位噪声，这与测得结果很一致。 如果这个设计可以工作在更高的频率（例如1-2GHz），公式（8）表明相位噪声会随着频标比的平方而增长。然而就像在前面表1中给出的，电感的品质因数也会随着频率而增长，因此相位噪声的衰减就被很大的抵消了。例如，一个工作在1.9GHz的本地振荡器，使用的是500m、品质因数为8的电感，当Idc=6mA时Posc=350W，此时在100Khz偏置时测得的相位噪声为-102dBc。这些结果表明，将集成的主/本地振荡器与Q增强的LC滤波器射频前端结合，可以实现可以接受的相位噪声性能。V接收系统的设计研究 前面谈到的滤波器的动态范围和相位噪声的研究表明，采用片外滤波器和片外本地振荡器环电路的接收机如果能实现性能匹配，那么一个全集成、低功耗的接收机是可以实现的。为了进一步证实这种可能性，相对于DECT系统的性能要求我们研究一个单转换接收机的结构。（同时也研究一个直接转换的接收机，然而片上振荡器和滤波器电感的磁场耦合这些潜在的问题使得这一结构的实用性受到怀疑。） 图8 全集成接收机结构在图8所示的单转换设计中，第II部分所描述的Q增强LC滤波器提供20MHz的预选带宽、26dB增益和8dB的噪声因数，第IV部分谈到的主/本地振荡器被用作滤波器调谐并且可以降频转换到200MHz的中频段。最后采用固定调谐直接转换的结构提供频道选择，这一结构结合了类似前面所讲的200MHz的振荡器、基于Gm-C的有源低通滤波器和直接转换寻呼机的调制技术。假定混频器和Gm-C低通滤波器模块的增益是0dB，压缩点是-5dBm，噪声因数是15dB，由此计算出的本次设计的性能总结在表II的第一栏中。从参考书目中得到的DECT系统的要求列在第二栏中，对比表明本次设计达到了DECT接收机的动态范围和相位噪声性能的要求。表II所有接收机的性能 VI总结及未来方向 随着移动电话和个人通信业务系统在射频和中频段工作频率的提高以及硅集成电路工艺的进展，使得在无线专用集成芯片ASIC设计中使用集成电感成为可行。片上螺旋电感的传统应用范围是，从RF低通滤波器和匹配网络到宽带调谐放大器。通过使用Q增强电路，集成电感也可以作为高性能、片上、RF/IF带通滤波器和本地振荡器的基础元件。分析性研究和频率缩放原型的实现表明尽管所使用的电感的固有的品质因数很低，但是好的动态范围和相位噪声性能也可以实现。此外，采用这些技术的一个单转换接收机结构的研究表明一个全集成的接收机马上就可以实现了。然而，这项技术仍然在发展中，在其能投入商业应用前仍然需要额外的研究和原型的设计。未来研究中会涉及到的领域包括：设计工作在2GHz采用细线工艺（例如0.5m）的滤波器和振荡器模型，振荡器和滤波器调谐系统的详细设计，振荡器到滤波器耦合效应和潜在的本地滤波器辐射的深入研究，优化滤波器和振荡器功率消耗和性能的跨导的改良设计，以及有关接收机预选滤波器通带之外的信号动态范围要求的详细的系统级评估。最后，也应该研究片上电感在集成化PCS无线产品的接收机部分的作用。虽然振荡器的LO纯度是足够的，但是利用片上LC滤波器进行谐波抑制的可行性也需证明。这篇论文通过结合这样一种设计和全集成接收机的研究，揭示了集成PCS收发机所有模拟功能于一个单独的专业集成电路设备ASIC的可行性。参考文献（1） Yannis Tsividis 教授，“集成的连续时间滤波器设计-概括”，美国电气电子工程师协会期刊固态电路，29卷,第三期,第166 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