CRM方式的PFC的设计程序.doc

CRM方式的PFC的设计程序在中小功率领域，为简化设计，降低成本，ONSEMI最新推出的CRM方式PFC控制IC为世界之最，下面介绍其特性及应用。NCP1606采用8PIN封装，为L6561近似的工业标准，特点如下：l 省去了输入电压检测。l 用逐个周期的时段控制法锁住PWM。l 极低的起动电流，40uA。l 低工作电流2.1mA。l -500mA/+800mA驱动能力。l 具有窗口电压的欠压锁定方法。安全保护特色有:l 可调的输出过压保护。l 开环保护，欠压保护。l 精密的时段限制。l 过流保护。NCP1606主要适用于300W以下的低成本AC/DC的PFC部分。NCP1606的简单应用电路，内部电路及接线见图1。其8个引脚功能描述如下：1PIN 反馈(FB)。此为内部误差放大器的输入端，用一简单的电阻分压器将输出电压送至IC的此端，保持输出电压稳定，还用于过压及欠压保护。2PIN Control调节方框电路输出端，外接补偿网络于1PIN ,2PIN 之间，以此设置低带宽的误差放大器，完成PFC功能，实现低的THD。3 PIN Ct 此端可以源出270uA电流给外接定时电容充电，控制功率开关的导通时间，所用方法系比较Vct和内部控制方框的分压器电压。4PIN 电流检测 此端用于限制外部功率MOSFET的脉冲电流，此端电压超过1.7V时(A版)或0.5V时(B版)，器件驱动即关断，由外接的Rsense调节电流。5 PIN ZCD零电流检测，此为CRM方式PFC的必备端子，从辅助线圈给出信号接至此端，检测电感电流的过零点信号。6PIN GND IC公共端。7PIN DRV输出驱动端直接接PFC功率 MOSFET的栅极。8PIN VCC IC的供电端，在Vcc达到12V时IC起动，降到9.5V时关断。起动以后典型工作电压范围为10.3V20V。 图1 NCP1606的内部等效电路及外部元件接线图下面详细说明NCP1606的功能及应用.NCP1606是一个电压型功率因数校正控制器，设计成外围元件少的低成本预调整器，以满足AC/DC对功率因数的要求。该控制器工作在临界导通模式(CRM)，最大输出功率可达到300W。它不需要线路电压检测网络，输出电压可精密控制，而且有更好的安全保护特色。关键特色如下:l 恒定导通时间(电压型)的CRM工作方式，易得到高功率因数，无需电压检测网络,得到了极低待机功耗。l 精确可调的导通时间限制，NCP1606用精密电流源及外接电容产生导通时间。l 高精度电压基准，误差放大器基准电压在各种变化条件下偏差仅为2.5V1.5%。这使得它的输出电压很稳定。l 非常低的起动电流，起动时消耗低于40uA，Vcc电容快速低功耗充电，并给出可控的欠压锁定电平。l 强力输出驱动能力，-500mA/+800mA的图腾柱栅驱动输出，可使外接功率MOSFET迅速开启和关断。此外，能确保在Vcc低于开启电平时不会有输出驱动。l 可调的过压保护(OVP)，可保护PFC部分输出过冲破坏Bulk电容。这种现象常出现在起动过程中或负载迅速移去时，NCP1606B给出较低的OVP阈值，这减少了待机损耗。l 应对系统开环的保护(UVP)，欠压保护时即禁止PFC级。输出变得过低，这还保护了反馈网络故障时的状况。如果没有电压加到FB端(例如连接故障)，UVP功能激活,并关断IC。l 过流限制，峰值电流精确地被限制，用逐个脉冲检测法,它可用外接的Rsense精确调节NCP1606B的过流阈值，这进一步减小了应用中的功耗。一个增强的LEB滤波器减小了噪声干扰形成的误触发。l 关断特色 PFC预调整器很容易在FB及ZCD端加入关断模式。在此模式下，Icc电流减下来，误差放大器被禁止。应用信息及注意:多数开关电源都是用二极管桥整流及Bulk电容储能来从AC线路产生直流电压，然后将此电压再转换成所需要的电压。NCP1606即采用BOOST电路的方法改善功率因数。下面给出它的设计步骤。详细应用电路给出如图2。设计程序如下:第一步：给出BOOST电路的技术规范。见表1。 图2 CRM-BOOST组成的PFC级电路 表1 技术规范：第二步：计算升压电感.升压电感用(1)式求出: (1)为确保所需最小开关频率，升压电感必须用最低及最高RMS线路电压评估，结果如下: 平均定为390uH，(2)式用于计算满载时的最低频率。 (2)这给出在88VAC时为63KHz，264VAC时为55KHz。第三步：计算电容的大小Ct电容必须足够大，应对低线满载时的最大导通时间，最大导通时间由下式给出， (3)当然，定出的最大导通时间要给出所要的功率，还要减小高线的控制范围。因此，Ct电容最好略小于(4)式给出的值。 (4)此处，Icharge及VCT(max)由NCP1606数据表给出。为确保最大导通时间总能给出，用最大Icharge及最小VCT(max)来计算Ct。 这样求出的Ct为1.1nf，选为1.2nf。给出足够余量。第四步：决定ZCD匝数比.要从升压电感中给出零电流检测(ZCD)信息，当开关导通时，ZCD电压等于: (5)此处，Vin = 瞬时AC线路电压，当开关关断时，ZCD电压为: (6)为激活NCP1606的零电流检测比较器，在整个工作条件下，ZCD匝数比应满足在ZCD端子处VZCDH为2.3V，此即: (7)见ZCD波形及ZCD内部电路图如图4。 图4 ZCD电流检测的波形 图5 ZCD的内部逻辑电路及外部连接选择匝比为10，用一个电阻RZCD，加到ZCD线圈和5PIN 之间，以限制进入流出此端的电流。此电流必须足够大，使其不能触发ZCD 的关断特点: (8)此处，ICL_NEG = 2.5mA。当然，这个电阻值和ZCD端的小的寄生电容还决定此时ZCD线圈的信息。它由下一个驱动脉冲开始，理想地，ZCD电阻在其波谷时开始驱动，这会减小开关损耗，因为此时的MOSFET的漏电压最小。RZCD的值最好由经验得出，太高的值会建起检测ZCD的一个有效的延迟。在此情况控制器将工作在断续导通状态(DCM)，功率因数将受到损害。反过来，如果ZCD电阻太低,下一个驱动脉冲会在MOS漏极电压较高时就给出驱动脉冲，使得效率变坏。第五步：设置FB，OVP和UVP电平.因为PFC仍有很低的带宽，在起动及瞬态负载时会有过冲且功率因子变坏。为防止这点，NCP1606在FB端还加入了可调的OVP保护电路。OVP由ROUT1来设置激活点。NCP1606的数据表中给出： (9)此处，Iovp = 40uA(NCP1606A) 或Iovp = (NCP1606B)。因此，为实现所要的最大输出电压保护，对NCP1606B为: (10)这给出了4M的值，对NCP1606A此值为1M。Rout2 按2.5V考虑用下式计算. (11)给出值对B为25K对A为6.3K.当决定了最大输出电压时，要小心Vout上自然交流AC频率的纹波值，它由PFC级平均作用导出，给Bulk电容充电时随输入线路上升，此时无负载电流纹波电压计算式如下: (12)此处,fline = 47Hz，Bulk电容为68uf，纹波电压最大为12.5V，要使其在峰值的保护电平(440-400)V之下。NCP1606给出了欠压保护功能。在正常条件下,升压电容会充电到线路峰值,则NCP1606进入欠压保护，最小输出电压由下式给定。 (13)此处，Vovp = 300mV。注意，这个特点还提供了一个应对反馈回路开环的保护，考虑到如果ROUT1意外地开路，升压就不再正常，FB端电压太低甚至到0V。这会给出最大功率,会导致输出电压给出最大值以上，造成灾难性后果。为此，NCP1606革命性特色会等待180us，在起动周期中给出第一个驱动脉冲。由于误差放大器正常使FB端到2.5V，NCP1606在此段时间内离开误差放大器,如果FB端仍低于UVP水平(300mV)，它就连续禁止驱动输出及误差放大器的工作。这样欠压或开环条件在起动中精密地作了保护，见(图6)。 图6 UVP及从UVP恢复的波形 图7 ROUT1开路后的UVP波形如果开环现象在起动后出现，则故障无法立即检测出来，这是因为误差放大器调节控制端已达到2.5V，为此FB电压仅在最大控制端电压之后才能降下，当FB端电压降到UVP阈值以后，才会进入欠压故障(见图7)。第六步：设计功率元件大小.功率元件大小合适才能正常工作。要其有合适的电压和电流应力，在低线及满载时，有：1. 升压电感. (14) (15)2. 升压二极管DBOOST. (16)3. 功率MOSFET M1. (17)MOSFET的最高电压等于Vout，最高电压达到440V。可选500V或550V的产品。4. 检测电阻RSENSE. (18) (19) 5. Bulk电容容量Cbulk. (20)电容容量的计算在第五步给出了可接受的纹波电压，按要求此值需要进一步增加，保证给出RMS 电流到负载。电容的耐压要大于最大Vout，再加上纹波电压值，选450V。第七步：IC供电的Vcc.通常，用一支电阻连接于AC输入到8PIN给Vcc(on)。因为NCP1606起动消耗非常低,更多的电流用于给Vcc电容充电，这就提供了快速的起动时间，并减小了待机功耗。起动时间可按下式计算: (21)此处，Icc(startup) = 40uA。当Vcc电压超过Vcc(on)的电平(12V)，NCP1606的内部基准及逻辑电路开启工作，控制器有一个欠压阈值(UVLO)的特色，它保持工作状态到Vcc降到9.5V。这个窗口允许其它电源有足够的时间形成以供给Vcc维持工作。 ZCD绕组还是一个很好的备用源，它产生的电压可能略低于所要的Vcc水平，因此，加入一个小型充电泵来形成Vcc，如图8所示。C1储能给充电泵，R1限制电流减小充电电压率，D1供给电流到C1。此时其阴极为负，当它的阳极变成正时，限制了加到Vcc的最大电压，当ZCD绕组开关状态时，C1上的电压经过一个周期后成为: (22)因此，Vcc能供出的电流为: (23)在脱线的AC/DC应用时需要两级。第一级CRM升压PFC也可由第二级隔离的反激或正激变换器供电。这种方案展示出很好的性能和低成本。当然，在轻载时，输入电流很低,，PFC级可不必用。事实上，系统的效率会因此降低。用NCP1230及NCP1381控制器可在检测出轻载后关断PFC，如图9。NCP1606可与此电路拓朴兼容。用给NCP1606提供Vcc的方法控制其工作。 图8 ZCD线圈同时给Vcc供电 图9 使用SMPS控制器给NCP1606供电第八步：限制冲击电流.PFC变换器的加入会导致电路的冲击电流及谐振电压过冲，其甚至能达到正常值的几倍，为限制此过冲，令功率元件低成本，应对此要加以保护。在开启升压开关时仅关注最坏情况,初级侧采用两方法:1，起动旁路整流，从整流桥输出到Bulk电容输出电压加一支二极管(图10)。此可旁路电感并分流起动电流直达Bulk电容，先令Bulk电容充电到线路电压而无过冲及谐振，也没有过大的电感电流。起动后Dbypass被反偏，不再工作。2， 内部设置冲击电流限制电阻.用一个NTC(负温度系数)串入升压电感可以限制冲击电流如图11。 图10 用另外的二极管限制冲击电流 图11 使用NTC来限制冲击电流在 I2R功耗之下，电阻值从几欧降到几毫欧。换句话说，此NTC也可以与升压二极管串联，这样可以改善有源效率。当然NTC电阻不能足以保护电感和Bulk电容应对冲击电流。例如在主路中断及降下又复源时。第九步：开发设计补偿网络.早期由于自然输出电压纹波，PFC反馈环的带宽通常要低于20Hz。对于简单的1型补偿网络，仅要一个电容放在FB与Contorl端之间，则反馈网络的增益G(S)由下式给出: (24)因此，电容必须衰减Bulk电容的电压纹波，由下式给出: (25)此处，G是以db衰减水平为60db，f LINE 最低为47Hz。如图12所示，1型补偿网络提供的没有相位提升去改善稳定性。对于电阻负载这足够了(图13)。但对于恒定功率负载，对于SMPS级相位区域也足够了(图14)。 图12 1型反馈网络的增益相位曲线 图13 电阻负载的增益相位曲线 图14 恒定功率负载下的增益相位曲线 图15 放大器的2型补偿网络如果需要更大的系统稳定性，则推荐采用2型补偿网络。在这个设置中，一个电阻和一个电容与Ccomp并联放置(图15)。对误差放大器，其传输函数如下: (26)这给出在0Hz处一个极点，在fz处一个零点，另一极点在fp处， (27) (28)最坏的稳定性为1型补偿网络(见图14)，现改进为图17。 图16 现有2型网络的增益相位曲线 图17 改进的2型网络增益相位曲线相移和交叉频率将随线路电压改变，因此，任何临界型的设计都有在整个工作条件下的增益相位测量，这可以用简单的装置来完成，并做出好的网络分析。（图18） 图18 PFC予调整器的增益相位测量电路设置简单改善附加THD衰减NCP1606为恒定导通时间的方案，给出了好的柔性和最佳化设计。如果进一步改善PFC性能，要考虑如下措施：1， 改善满载时的THD/PF，采用在零跨越处增加导通时间的方法。采用CMR方式的焦点在AC线路跨越处，此时电压不够大。在此时段，无法有效地给升压电感充电，因此，因小的能量在零跨越处造成小的畸变。（图19）图19 零跨越处的畸变这是个低的THD及预调整器的PF值。为满足IEC1000需要，通常由 NCP1606给出更高幅度以减小畸变。当然，如果需改善THD和PF值，这个零跨越处的畸变要减少,关键要增加低输入电压时的导通时间，这要电感有更多的时间充电，减少此时的畸变。幸运的是这个方法很容易由NCP1606执行。如果从3PIN到输入接一电阻,令其电流正比于瞬时线路电压，再插入一电容，这个电流将高于线路峰值，接近消除低输入电压的效果。 图20 增加Rctup减小零跨越时的畸变因此，Ct 电容可加大。这样导通时间就在接近零跨越时变长一些，这还减小了AC线路周期内的频率变化。这个方法的缺点是增加了空载功耗，它由 Rctup导致，设计师必须平衡THD和PF值性能和空载功耗的矛盾。见图21。THD 及PF值的效果见图22。 图21 有无Rctup的波形比较 图22 加入Rctup后在100W时的THD2，在轻载及高线电压时改善THD/PF.如果需要在轻载高线电压时增加导通时间，则控制器要送出更大功率，甚至将导致控制电压降到其最低水平(VEAL)，控制器将禁止驱动，以防输出电压升得过高。一旦输出电压降低，控制电压即上升，周期将重复。明显地这样将增加输入电流的畸变及输出电压的纹波。当然，有两个简单方案来解决。A，合适的Ct电容。如前所述,电容必须足够大，以在满载及低线时给出所需的导通时间。当然Ct太大也意味着轻载时控制能力减小。Ct变大，最小导通时间还要增加。B，对合适的延迟补偿，如果最佳电容Ct仍不能达到所希望的性能，则要补偿比例延迟。当Ct电压超Vcomtrol设置点时，PWM比较器检测信号结束驱动器的导通时间(见图23)。 图23 延迟补偿的