PWM_Fly-Back线路解说.doc

PWM Fly-Back 线路解说Date ：2001年4月03日w 电感 与 变压器 在一点之间w Fly-Back 的基本结构及电路原理w 变压器算法 (Dis-Continuous)w PWM IC 线路解说w EMI 问题探讨1. 电感与变压器在一点之间当我们看SPS电路时，需注意其变压器初次级的起绕、终绕极性，通常会在线圈旁用点来表示，配合次级的二极管方向后，即决定该变压器是否有电感功能：(1). 线路比较：（SW1 ON时，初次级的电流方向）变压器 . ( fig. 1 )电感（T1必须有Gap）. ( Fig. 2 )(2). 电感上的电流与SW1 ON 的时间关系：电感是由一条铜线绕在铁心上，因为铁心的导磁率（ui）远高于空气的导磁率（u0），使得组合后的电感值变大，而电感值的存在条件是：铁心的磁通密度（Bmax）可以随外加的磁场强度（H）呈固定斜率线性增加或减少（如Royal线路讲义中的磁滞曲线），如果该条件消失，例如磁通密度跑到磁滞曲线的最上端（饱和区），该电感器将失去电感的功能，变回一条铜线，直流内阻非常小 等效电路 fig. 3电感上的电流波形 fig. 4(a). . LP 越大 = Iin 斜率较缓，而且维持直线(b). 如果SW1 ON的时间超过Lp 的E-T常数（例如ON到 t2），Iin 将无法再维持一定的斜率，而会急速的上升。2. Fly-Back（驰返式）的基本结构与原理：（参考fig. 2）(1). SW1 ON时：Vin 的能量在SW1 ON时，Vin跨接到初级线圈（Np），由于极点的方向，使次级（Ns）耦合到的电压方向让D1逆偏，所以次级电流不通，但能量必须有去处，所以先存到T1的Gap中，但如果SW1 ON的时间太长（VIN与 TON的乘积称为E-T常数 V-uSec），超过T1初级的E-T常数，初级电感将会饱和，初级电流将因为电感消失而变成非常大，会发生危险，所以必须用控制电路来让SW1在必要的时间打开(2). SW1 OFF时：当SW1 OFF的瞬间，T1铁心中的磁通能量，就像一列行驶中的火车，不可能瞬间停下来，当初级的电源断开时，铁心中的磁通量变成发电机的逆向原理，在初、次级线圈形成与极点相反的感应电压，次级的极性变成使D1顺偏，于是铁心Gap中的能量在SW1 OFF 时，转移到次级的C1中(3). ON、OFF的时间控制：Fly-Back的线路架构在ON、OFF的时间控制，较常用的方式分成：(a). 定频 . 因为频率固定，所以调变ON的周期（Duty），如 PWM IC的控制方式(b). 变频 . 要转移大的能量时，将频率变慢（ON的周期变大），如自激式（RCC）的线路架构，轻载时的频率高，重载时的频率低；如果相同负载情况下：低输入电压时的频率低，高输入电压时的频率高(4). 输出电压的控制：（初次级隔离）( Fig. 5 )如上图的连接方式，利用电压侦测电路监控输出电压，并将测得的讯号（电压过高或过低）经过光耦合器传递到初级侧调整波宽，当输出电压过低时，将Q1 ON的时间加长，反之缩短，达到维持输出电压稳定的目的。3. 变压器算法：（Dis-continuous）SMPS最重要的零件就是主变压器，其它半导体或电容器，通常可以很直接的量到加在零件上的电压、电流，但变压器则是磁场的变化，很难用现有的仪器测得，而且铁心最害怕的就是饱和，因为Fly-Back的变压器有电感存放能量作用，如果铁心一饱和，将会使流过半导体的电流过大，危害到整体的安全。计算Fly-Back变压器 与先前Royal 的变压器算法不同（用法拉第定律），将以能量转移的方式计算，先前提到能量转移时，是利用周期来调变，其中Duty Cycle： 是指SMPS的最大工作周期（最大功率输出 输入电压最低的时候）在SMPS的电路中，零件与变压器的关系如下：n MOS-FET就是上述电路的开关，决定初级电感值（Lp），与MOS-FET的耐电流值有关，电感大= Ip 小，MOS-FET上的热会降低，但Bmax 却会变大n 初次级的圈比（Np / Ns）关系到初次级半导体的热量分配，例如设计变压器时，让MOS-FET ON的周期大，相对的，次级二极管ON的时间变短（因为总周期固定），而半导体在各自ON的时间内，转移的能量相同，可以想见热量的分布情形。n 初级圈数较多，次级圈数较少，次级二极管的逆向电压会较小，但这样会使二极管的ON周期变短，使二极管上的Peak 电流变大，变的比较烫。下列计算式子，就是用来证明上述的说明，请仔细研究。(1). 先计算Vin、Vout 与Np、Ns会形成什么样的 Duty 关系？根据能量不灭定理， 与 与 = 将 Ls 提出后 = = .（将 Lp 左移） = . 两边开根号 = . （根据 ） = . 将 D 提出 . 证明当 Vin变大 或 次级圈数增加 时，Max. Duty 会变少(2). 初级的平均电流 . ，而 (3). 计算初级电感值 . 根据 计算得到(4). 计算初级最大电流 (5). 计算初级最大磁通密度 Bmax. 根据能量密度 . 两边 *2 提出 LI 2 . 根据安培定理 . 将 B 左移 . 铁心在Ip时的磁通密度4. PWM IC 线路说明：目前最常用的PWM控制IC是384X系列，其针对不同的启动电压需求、工作周期等，分成下列号码：IC编号启动截止 电压启动电流最大工作周期备 注384216 V / 12 V1000 uA 或 500 uA99 %38438.2 V / 7.6 V“99 %384416 V / 12 V“50 %38458.2 V / 7.6 V“50 %PWM IC启动电流通常是1000 uA 与 500 uA，但 Micrel 的启动电流只有 50 uA，Astec 更低到只有 25 uA，启动之后，IC本身的消耗电流大约要20mA所以变压器需要多绕一组电源来供应（通常称为辅助电源(1). 参考线路图（FP-8S02的线路图）下图为一台8W的ACDC Power，输入115V、输出为3.3V_2.5AEMI电路与输入电容Ip电流侦测电阻PWM控制电路输出电压回授电路Snubber 电压箝制电路启动电阻(2). EMI零件与输入电容：SMPS电路工作原理就是将输入60Hz交流先全波整流成直流 = 存在C3，电路上相等于之前等效电路的Vin，Q1就是SW1，当Q1 ON的时候，相当于方波跨在T1的初级，方波本身是无限多个Sin波组成，将会随着线路往外辐射干扰（分成 Conduction & Radiation），所以需要加上：C1, LF1, C3, CY1 这四个L、C零件来滤波，降低干扰的强度，以符合FCC的标准，这部分于后面作专门检讨。(3). 启动：R7是一个高阻值的电阻（100K330K），让C3的电压对C6充电，形成R7-C6充电电路，当C6的电压达到3843的启动电压（8.2V）时，3843的Pin 6将会送出第一个脉波，使Q1导通。当3843启动后，消耗电流会变得比较大，R7所提供的电流将无法满足3843的需求，此时必须靠 T1 的 Naux（辅助电源）透过变压器的耦合作用（耦合到次级的电流、电压），利用D6与C6完成半波整流，得到3843所要的电流，让电路维持工作。如果启动时，次级的电流流动量太小（Min Load不够），相对的辅助电源将会感应不到足够的电压，就会有无法启动的现象。要得到多少伏的辅助电源的电压，利用次级的圈数比关系来计算，例如：次级输出电压 = 5V 3圈 . ie 变压器的次极端电压约 5.5伏（假设输出二极管压降0.5V）每一圈次级感应到 ，如果辅助电源绕6圈，将会感应到的电压(4). Snubber电压箝制电路：R1, R2, C2, D5当Q1 OFF时，初级线圈上会有感应尖波电压（漏感与从次级反馈），其极性（）朝Q1，与C3上的电压串连后，会变成很高的尖波电压，对半导体零件来说，会有不良影响，其现象有点类似继电器放开的瞬间，极间会有电弧产生。请注意D5的极性，当Q1 OFF时，初级线圈感应的尖波电压将会经过D2冲向C2，达到减缓尖波的效果，R1、R2则是当Q1 再次ON时（D5 OFF），将C2上的电压泄放掉，以便能够存下一次的尖波。调整 R1, R2 及 C2 的数值时，利用示波器及瓦特表，观察Q1的 Vds 及输入瓦数(5). 次级电压回授控制电路：(a). U3（TL-431）是内含参考电压（2.5V）的比较器(b). 如果输出电压为3.3V，则用内部参考电压 = 1.25V的 TL-432(c). R16, R15为分压电阻，设定输出电压5V时， R15上的分压为2.5V(d). 启动时，输出电压为0V，此时 R15的分压 = 0V，U3是OFF状态，U2A的LED不会亮(e). 如果输出电压高过5V时，R15的分压将大于2.5V，U3将会ON，U2A的LED会被点亮 = U2A的光晶体导通(6). PWM 控制电路：IC内部的比较器(a). 3843的参考电压 . Pin 8 是3843 IC的参考电压输出脚，电压为5V 5 %(b). 频率控制 R10、C5 构成RC充放电路，决定PWM的振荡频率(c). 初级电流侦测 R3、R4 是电流侦测电阻，初级上的电流波形，流经R3、R4后，会变成电压，因为电压波形上会有噪声，利用R6、C4的积分电路滤除噪声后，进入3843的第3脚 IC内部比较器的（）端(d). 次级电压回授 . 上述 (5). 中提到：当输出电压过高时，U2B的光晶体会导通，光晶体上的Vce将会变小，亦即3843的Pin 1电压降低，从IC内部的2R、1R分压电路可以知道，IC内部比较器的（）端电压降低，此时电流侦测的结果会送到（）端，一经比较后，使IC内部比较器的输出为Low，将使3843的输出脚（Pin 6）送出 Low 讯号。(e). 轻载分析 . 当输出不吃载时，输出电容的电位将经常保持5V，U2B光晶体ON的时间也比较多，IC内部比较器的（）端将处于低电压状态，Q1 ON时，初级的电流只要上升一点点，IC内部比较器（）端就会比（）端高，让 Pin 6 = Low。(f). 重载分析 . 当输出吃重载时，输出电容的电位将经常被吃掉，使电压经常低于5V，U2B光晶体OFF的时间也比较多，IC内部比较器的（）端将处于高电压状态，Q1 ON时，初级的电流要上升得比较多时，IC内部比较器（）端才会比（）端高，如此一来，Pin 6 High 的时间加长，而达到 ON 的周期加大的目的。(g). 过电流保护 . 当输出端吃载超过当初设计规格时，3843的Pin 电压会上升到最高点，但由于3843内部比较器的（）端有一个1V的 Zener ，使得（）端最高电压为1V，当次级电流增加，初级电流也会一起增加，如果R3、R4上的感应电压到达1V时，比较器的输出一样会变Low，达到关掉Q1的目的。从此以后，3843进入只有电流侦测的模式，次级输出电压将会降低（失控），一直降到辅助电源低于3843的工作电压，使SMPS关机 = 重新