3kW通信开关电源设计及MATLAB仿真

中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 1 页 共 34 页3kW 通信开关电源设计及 MATLAB 仿真摘要:本文介绍了 3kW 通信开关电源设计及 MATLAB 仿真的设计与研究工作。主电路的选型采用电流连续模式 PFC 拓扑，后级 DC-DC 电路采用移相全桥零电压软开关拓扑，由于输出整流电路电压较低，采用全波整流电路。开关电源具有效率高、体积小、重量轻等显著特点。目前世界各国都有广泛的应用，特别是对大容量高频开关电源的研究和开发已成为当今电力电子学的主要研究领域，并派生了很多新的研究方向。关键词:开关电源， DC-DC 变换器，移相全桥零电压软开关拓扑，高频变压器，PWM 控制，全波整流电路中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 2 页 共 34 页3kW Communication switching power supply designand MATLAB simulationabstract: This paper deals with the design of 3kW communication switching power supply and its Simulation by MATLAB. We select continuous current mode PFC topology for the main circuit , while phase-shifted full-bridge zero-voltage soft switching topology for the following DC-DC circuit. And Full-wave rectifying circuit is chosen because the Output voltage of the rectifier circuit is low. The Switching power supply is special for its high efficiency, small size, light weight, and other notable features. Now it is widely used all over the world. Whats more, the research and development on High-frequency switching power supply with large capacity has become the main part of Power electronics , and a lot of new research directions are on the go.keywords: Switching Power Supply, Phase-shifted full-bridge zero-voltage soft switching topology, High-frequency transformer, PWM control, Full-wave rectifying circuit中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 3 页 共 34 页目录1.引言 .11.1 通信开关电源系统的介绍 .11.1.1 通信设备对开关通信电源的要求 .11.1.2 通信电源系统的组成 .21.2 通信直流开关电源的发展现状和发展方向 .31.2.1 开关电源的发展和趋势 .31.2.2 软开关技术的发展 .42 开关电源的类型及原理 .62.1 开关电源的分类 .62.2 开关电源常用拓扑结构 .73 单相功率因数校正的基本原理 .123.1 功率因数的基本概念 .123.1.1 功率因数的定义 .123.1.2 功率因数 PF 与总电流谐波畸变(THD)的关系 .123.1.3 功率因数校正的分类 .133.2 有源功率因数校正的基本原理 .134 通信开关主电路的设计 .154.1 主电路的选型 .154.2 PFC 主电路设计 .154.3 DC-DC 主电路设计 .195 3kW 通信开关电源在 Simulink 中的建模及仿真 .246 结论及感想 .26参考文献 .27致谢 .28中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 4 页 共 34 页1.引言通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。在通信领域中，通常将高频整流器称为一次电源，而将直流-直流(DC/DC)变换器称为二次电源。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。软开关技术、功率因数校正技术及多电平技术是近年来变换器拓扑方面的热点。采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器效率的提高；采用 PFC 技术可以提高 AC/DC 变换器的输入功率因数，减少对电网的谐波污染；系统以 MOS 管作为功率开关器，构成移相全桥 ZVS PWM 直流变换器，采用脉宽调制 PWM 技术， PWM 控制信号由集成控制器 UC3875 产生，从输出实时采样电压反馈信号，以控制输出电压的变化，控制电路和主电路之间用变压器进行隔离，并设计了软启动和过流保护电路。理论分析该系统能安全，可靠运行，达到了设计要求。 1.1 通信开关电源系统的介绍开关通信电源是通信设备的重要组成部分之一，因此也被称为通信设备的“心脏” 。通信电源的瞬间故障都可能造成难以估量的损失。为了确保通信畅通，开关通信电源都采用多种能源供电。这些能源通过开关整流器后，与蓄电池组共同为通信设备提供 48V 基础电源。此外，各类通信设备还需要3.3V、 5V、12V 等多种直流电压，这些电压通常由通信设备内部的直流变换器产生。1.1.1 通信设备对开关通信电源的要求复杂的通信系统和通信设备对开关通信电源的组成和性能都提出了较高的要求。1.直流供电和(或)交流供电 现代通信设备普遍是电子电路和计算机电路，需要多种直流电压供电。作为一个通信设备，内部也可能有变换电源，因此通信设备的外部可分为直流供电和交流供电两类。通常，大型通信设备和计算机等专用设备采用直流供电，要求可靠性比较高；小型通信设备采用交流供电，要求机动性比较大。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 5 页 共 34 页2.不间断供电 通信设备的不间断供电极为重要。由蓄电池直接保证不间断直流供电系统的可靠性最高；交流不间断系统也能做到不间断，但可靠性低于直流不间断系统。3.杂音小、干扰小 例如：语音通信时的杂音小，图像通信时的条纹干扰小，数字通信时的误码率低等。4.效率高 节能、减小电源发热、提高可靠性、减小设备的体积与重量都要求高效率，许多电路技术(软开关、回能吸收等) 的发展都是为了提高效率。5.少污染 不影响电网的供电质量，输入功率因数高、输入谐波电流小、采用软启动减小冲击电流。6.自动保护 一旦出现异常现象，如输入、输出电压和电流过大、温升过高等应采取切断电源等保护措施，避免故障的扩大，并能在故障消除后，系统能自动恢复正常运行。7.自动检测和集中控制 可节省人力和提高系统可靠性。通信系统己实现了一些通信局和区域的集中控制，正在向城市集中控制方向努力，目标是全国的集中控制。8.其他 在规定的环境温度和湿度范围内能正常工作、故障率低、寿命长等。1.1.2 通信电源系统的组成通信电源系统由交流供电系统、直流供电系统和相应的接地系统组成。为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。本文以集中供电方式简要介绍通信电源系统的组成。通信电源交流供电系统采用多种方式供电，一般包括变电站、油机发电机、通信逆变器和交流不间断电源(UPS)供电。为了不间断供电，电信局都配有自动中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 6 页 共 34 页油机发电机组。当市电中断后，油机发电机组自动启动。市电和油机发电机组的转换由低压交流配电屏完成。交流配电屏将低压交流电分别送到整流器、不间断交流电源设备(通信照明等) 和空调装置。同时，交流供电系统还应给通信局(站)内一般建筑负载和保证建筑负载供电。直流供电系统由整流器、蓄电池、直流变换器(DC/DC)和直流配电屏等组成。整流器的交流电源由交流配电屏引入，整流器与蓄电池通过直流配电屏和负载连接。当通信设备需要多种不同数值的电压时，可以采用直流变换器(DC/DC)或机架电源将 48V 的基础电源变换为所需的电压。在直流供电系统中设置了蓄电池组，实现直流不间断供电。市电正常时，整流器一方面给通信设备供电，一方面给蓄电池充电，以补充蓄电池因局部放电而失去的电量。在浮充工作状态下，蓄电池还能起到一定的滤波作用。市电中断时，蓄电池可以保证不间断供电。若市电中断时间过长，整流器应由油机发电机组供电。为了提高通信系统质量、确保通信设备和人身的安全，通信电源的交流和直流供电系统都必须有好的接地装置。1.2 通信直流开关电源的发展现状和发展方向1.2.1 开关电源的发展和趋势1955 年美国罗耶（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957 年美国查赛（Jen Sen）发明了自激式推挽双变压器，1964 年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了 1969 年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了 25 千赫的开关电源。目前，开关电源以型小、量轻和高效率的特点被广泛应用于各种通信终端设备、数字程控调度机等几乎所有的电子设备，是当今信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100KHz、用 MOSFET 制成的 500KHz 电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 7 页 共 34 页大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用 R-C 或 L-C 缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对 1MHz 以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆赫兹的变换器的实用化研究。1.2.2 软开关技术的发展开关频率的提高可以使开关变换器(特别是变压器、电感等磁性元件以及电容)的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。另外，提高开关频率可以降低开关电源的音频噪声和改善动态响应。早期的脉宽调制(PWM)开关电源工作在硬开关模式，即：强迫功率器件在其两端电压不为零时开通，电流不为零时关断，这种方式使得开通和关断损耗大。开关频率越高，损耗越大，限制了频率的提高。变换器的软开关技术是利用电感和电容对开关的轨迹进行整形，较好的解决了硬开关 PWM 变换器的开关损耗大的问题。同时也解决了硬开关引起的 EMI 问题。因此，国内外电力电子界自二十世纪七十年代以来，不断研究高频软开关技术，并得到较快的发展。最早是采用有损缓冲电路来实现软开关。从能量的角度看，这种方法对变换器的变换效率没有提高，甚至使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而是真正的减小开关损耗，不是开关损耗的转移。目前，直流开关电源的软开关技术一般可分为以下几类：1.全谐振变换器，一般称为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(SRCS)和并联谐振变换器(PRCS)两类。在谐振变换器中，谐振元件一直参与谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载的关系比较大，对负载的变化比较敏感，一般采用频率调制方法。2.准谐振变换器(QRCS)和多谐振变换器(MRCS )。这是软开关技术的一次飞中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 8 页 共 34 页跃，该类变换器的特点是谐振元件参与能量变换的某一个阶段，不是全过程参与。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器(ZCSARCS)和零电压开关准谐振变换器(ZVSQRCS )。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关，该类变换器需采用频率调制方法。3.零开关 PWM 变换器(Zero switching PWM converters)。它可分为零电压开关 PWM 变换器 (Zero-voltage-switching PWM converters)和零电流开关 PWM 变换器(Zero-current-switching PWM converters)。该类变换器是在 QRCS 的基础上，实现恒频率控制，即实现 PWM 控制。与 QRCS 不同的是，零开关 PWM 变换器的谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/101/15。4.零转换 PWM 变换器(Zero transition converters)。它可分为零电压开关转换 PWM 变换器 (Zero-voltage-transition PWM converters，ZVT PWM converters)和零电流转换 PWM 变换器 (Zero-current-transition PWM converters，ZCT PWM converters)。该类变换器是软开关技术的又一次飞跃。它的特点是变换器工作在 PWM 方式下，辅助谐振电路仅在开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，在其余的时间则不工作，这就使得辅助谐振电路的损耗比较小。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 9 页 共 34 页2 开关电源的类型及原理2.1 开关电源的分类人们的开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为 AC/DC 和 DC/DC 两大类，DC/DC 变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但 AC/DC 的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。 1. DC/DC 变换 DC/DC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式 Ts 不变，改变 ton（通用） ，二是频率调制方式，ton 不变，改变 Ts（易产生干扰） 。其具体的电路由以下几类： （1） Buck 电路降压斩波器，其输出平均电压 Uo 小于输入电压 Ui，极性相同。 （2） Boost 电路 升压斩波器，其输出平均电压 Uo 大于输入电压 Ui，极性相同。 （3） Buck-Boost 电路降压或升压斩波器，其输出平均电压 Uo 大于或小于输入电压 Ui，极性相反，电感传输。 （4） Cuk 电路 降压或升压斩波器，其输出平均电压 Uo 大于或小于输入电压 UI,极性相反，电容传输。 当今软开关技术使得 DC/DC 发生了质的飞跃，美国 VICOR 公司设计制造的多种 ECI 软开关 DC/DC 变换器，其最大输出功率有 300W、600W、800W 等，相应的功率密度为（6、2、10、17）W/cm3 ，效率为（ 80-90）%。日本NemicLambda 公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块 RM 系列，其开关频率为（200300）kHz ，功率密度已达到 27 W/cm3，采用同步整流器（MOS-FET 代替肖特基二极管） ，是整个电路效率提高到 90%。 中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 10 页 共 34 页2. AC/DC 变换 AC/DC 变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“ 整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变” 。AC/DC 变换器输入为 50/60Hz 的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如 UL、CCEE 等）及 EMC 指令的限制（如 IEC、FCC 、CSA） ，交流输入侧必须加 EMC 滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制 AC/DC 电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决 EMC 电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作消耗增大，限制了 AC/DC 变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。 AC/DC 变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。按电源相数可分为，单项、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。2.2 开关电源常用拓扑结构开关变换器的拓扑结构是指能用于转换、控制和调节输入电压的功率开关器件和储能器件的不同配置。开关变换器的拓扑结构可以分为两种基本类型：非隔离型和隔离型。变换器拓扑结构是根据系统造价、性能指标和输入/输出负载特性等因素选定。1、非隔离型开关变换器（1）Buck 变换器，也称降压变换器，其输入和输出电压极性相同，输出电压总小于输入电压，数量关系为： 其中 Uo 为输出电压，Ui 为输入电压，ton 为开关管一周期内的导通时间，T 为开关管的导通周期。降压变换器的电路模式如图 2.1 所示。工作原理是：在开关管 VT 导通时，输入电源通过 L 平波和 C 滤波后向负载端提供电流；当 VT 关断后，L 通过二极管续流，保持负载电流连续。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 11 页 共 34 页图 2.1 Buck 变换器 （2）Boost 变换器，也称升压变换器，其输入和输出电压极性相同，输出电压总大于输入电压，数量关系为： 。升压变换器的电路模式如图 2.2 所示。工作原理是：在 VT 导通时，电流通过 L 平波，输入电源对 L充电。当 VT 关断时，电感 L 及电源向负载放电，输出电压将是输入电压加上输入电源电压，因而有升压作用。图 2.2 Boost 变换电路（3）Buck-Boost 变换器，也称升降压变换器，其输入输出电压极性相反，既可升压又可降压，数量关系为： 。升降压变换器的电路模式如图 2.3 所示。工作原理是：在开关管 VT 导通时，电流流过电感L，L 储存能量。在 VT 关断时，电感向负载放电，同时向电容充电。 图 2.3 buck-boost 变换电路中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 12 页 共 34 页（4）Cuk 变换器，也称串联变换器，其输入输出电压极性相反，既可升压又可降压，数量关系为： 。Cuk 变换器的电路模式如图2.4 所示。工作原理是：在开关管 VT 导通时，二极管 VD 反偏截止，这时电感L1 储能；C1 的放电电流使 L2 储能，并向负载供电。在 VT 关断时，VD 正偏导通，这时输入电源和 L1 向 C1 充电；同时 L2 的释能电流将维持负载电流。 图 2.4 Cuk 变换电路2、隔离型开关电源变换器 （1）推挽型变换器，其变换电路模型如图 2.5 所示。工作过程为：VT1 和VT2 轮流导通，这样将在二次侧产生交变的脉动电流，经过 VD1 和 VD2 全波整流转换为直流信号，再经 L、C 滤波，送给负载。 图 2.5 推挽型板换电路（2）半桥型变换器，其变换电路模型如图 2.6 所示。工作过程跟推挽式差不多，也是 VT1 和 VT2 轮流导通，一次侧通过电源-VT1-N1-C2- 电源及电源-C1-N1-VT2-电源产生交变电流，从而在二次侧产生交变的脉动电流，经过 VD1 和VD2 全波整流转换为直流信号，再经 L、C 滤波，送给负载。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 13 页 共 34 页图 2.6 半桥型变换电路（3）全桥型变换器，其变换电路模型如图 2.7 所示。工作过程为：VT1、VT2 和 VT3、VT4 两对开关重复交互通断。但两对开关导通有时间差，所以变压器一次侧加的电压为脉冲宽度等于其时间差的方波电压。变压器二次侧的二极管将此电压整流为方波，再经滤波器变为平滑直流电供给负载。 图 2.7 全桥型变换电路（4）正激型变换器，其变换电路模型如图 2.8 所示。其工作过程为：开关导通时，变压器将能量从 N1 转移到 N2，经过整流滤波后向负载输出。开关关断时，变压器释放能量，二极管 VD3 和绕组 N3 就是为此而设的，能量通过它们反馈到输入侧。开关一断开，绕组 N1 中存储的能量就转移到绕组 N3 中。 图 2.8 正激型变换电路中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 14 页 共 34 页（5）隔离式 Cuk 变换器，其变换电路模型如图 2.9 所示。其工作过程为：开关管断开时，电感 L1 的电流给电容 C11 充电，同时 C12 也充电。开关管导通时，二极管变为截止状态，C12 通过 L2 向负载 R 放电。图 2.9 隔离型 Cuk 变换电路中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 15 页 共 34 页3 单相功率因数校正的基本原理3.1 功率因数的基本概念3.1.1 功率因数的定义功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。即(3.1)式中 表示输入基波电流有效值；1rmsI表 示 输 入 总 电 流 有 效 值 ；()rstoalr= 表示输入电流失真系数；1()cmstoalIV表示基波电压与基波电流之间的相移因数，因此功率因数 PF 又可定1义为输入电流失真系数(r )与相移因素( )的乘积。1cos3.1.2 功率因数 PF 与总电流谐波畸变(THD)的关系根据总谐波畸变的定义(3.2)2223001 1nrmsrmsrsnrmsIIITHD式中 为 n 次谐波电流有效值；rmsI因此功率因数（ ）的表达式可变换为PF= =(3.3)11cosrmI1 12223cosrms rmsrsnr nI II即 =PF12cos()THD由上式可以看出，可以采用两种方法来提高功率因数(PF)：一是就最大限度地抑制输入电流的波形畸变，使THD 值达到最小；二是尽可能地使电流基波1111()coscosrmrmtalVIIPFr中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 16 页 共 34 页与电压基波之间的相位差趋于零，使 =l，从而实现功率因数校正。利用功cos率因数校正技术，可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形的变化，使输入电流呈纯正正弦波，并且和输入电压同相位。3.1.3 功率因数校正的分类PFC技术的主要方法可以分为无源PFC 技术和有源PFC技术。无源 PFC 技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现 PFC功能，主要优点：简单、成本低及电磁干扰（EMI）小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压变化有关，电感和电容间有大的的充放电电流等。有源 PFC 技术采用有源器件，如开关管和控制电路，通过控制开关管的动作，实现输入电流跟随输入电压波形的变化，从而获得高的功率因数。有源PFC 技术主要优点：功率因数高，总谐波畸变（THD）小，输入电压工作范围宽，输出电压可保持稳定等；主要缺点是：电路复杂，成本增加，效率会下降。有源 PFC 技术已经广泛应用在 AC-DC 开关电源，UPS 电源，电子镇流器等电子仪器中。3.2 有源功率因数校正的基本原理有源功率因数校正 APFC(Active Power Factor Correction)的基本电路由两大部分组成：主功率电路和控制电路，如图 3.1 所示。其基本思想是：将输入的交流电压进行全波桥式整流，对得到的整流直流电压进行 DC-DC 变换。通过相应的控制(PWM 调制)使输入电流平均值自动跟随全波整流电压基准，呈正弦波形，且相位差为零，使输入阻抗呈纯阻性，从而实现其功率因数为 1。现有的 APFC 电路一般都采用双环控制，内环为电流环，用来实现 DC-DC变换器的输入电流与全波整流电压波形相同：外环为电压环，可保持输出电压稳定，从而使 DC-DC 变换器输出端成为一个直流电压源。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 17 页 共 34 页图 3.1 有源功率因数校正原理框图图 3.1 给出了经过校正的输入电流波形(主电路为 Boost 型)。由图可见，输入电流经 PWM 脉冲宽度调制，使原来呈脉冲状的波形，被调制成接近正弦( 含有高频纹波)的波形。在一个开关周期内，当开关导通时，电感电流等于开关导通电流。当开关关断时，流过开关的电流为零。含有高频纹波的输入电流，经过低通滤波网络，取每个开关周期内的平均值，则可得到较光滑的近似正弦波。整 流 器 DC/ 变 换 器驱 动 电 路 乘 法 器+ 电 流 检 测 Uinin ichg c负载 波 形 信 号交 流输 入中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 18 页 共 34 页4 通信开关主电路的设计4.1 主电路的选型该电路的最大输出功率为 50A58V=2900W，属于功率较大的开关电源，且输入功率因素要求很高，因此应选取电流连续模式 PFC 拓扑，后级 DC-DC 电路采用移相全桥零电压软开关拓扑，由于输出整流电路电压较低，采用全波整流电路，主电路结构如图 4.1。图 4.1 3kw 通讯开关电源主电路结构4.2 PFC 主电路设计为保证装置具有较高的功率密度，PFC 及 DC-DC 部分均应工作于较高的开关频率，但过高的开关频率又会导致器件开关损耗上升，因此需要权衡各项性能指标的关系。在此选择 PFC 部分器件开关频率为 100kHz。(1)直流母线电压的选择 根据设计目标，输入电压的最高峰值电压为=(1+15%)2220=358考虑在电网输入电压最高时，升压斩波开关占空比为最小占空比，即10%，则直流母线电压为= 1= 358110%=398取母线电压为 400V。(2)输入整流桥选择 输入电流在最大负载且输入电压最低时达到最大值，同时设电源效率为 92%(PFC 变换器即 DC-DC 变换器的效率分别为 96%)()= (115%) = 2900(115%)22092%=16.9中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 19 页 共 34 页由电网电压峰值 及最大电流有效值 选择飞兆半导体公司的整流桥 ()GBPC35-06(600V,35A)。为计算整流二极管的损耗，将二极管等效为理想电源及电阻 串联模型，如图 4.2 图 4.2 GBPC35-06 整流桥中二极管等效电路及参数由等效电路可计算整流桥总功率损耗为 =2(+ 2()=20.70.916.9+0.02 (16.9)2=32.7考虑一定裕量，取最高结温 为 125，由器件结壳热阻、最高结温可得最高允许壳温，由此可进行散热器设计。=(12532.71.5) =76（3）升压电感设计取最大电流波纹峰峰值为电源电流峰值的 20%，则有=20%2()=20%216.9=4.78由于输入电压峰值高于直流母线电压的一半，计算电感数值得= 4= 40041004.78=209取升压电感为 。220 取最高磁通密度为 0.35T 填充系数为 0.5，导线电流密度为 4A/ ,根据4AP 法式选择磁芯：=220106(1+10%)216.916.90.350.54106 4=1.41074=144选择铁氧体磁芯，型号为 E55/28/25-3C92， 。=4204电匝数为中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 20 页 共 34 页=2201062(1+10%)16.90.354.2104 匝 =39.3匝取 40 匝。气隙长度为42107 =3.8考虑到在在磁芯的中心柱及边柱同时增加气隙，每个气隙长度约为上式的一半。（4 ）输出滤波电容设计 设输出电压波动峰峰值为 10V，得输出滤波电容为= 2=2900(1+4%)20240010 =2400考虑直流电压为 400V，选择 5 只日立 HP32W471MCA(450V,470 )电容并联构成。为保证电容发热在允许范围，需核算电容的滤波电流有效值。其中 100Hz纹波电流近似为1002=2900(1+4%)2400=5.34式中 电容充放功率的峰值，数值与输出平均功率相同。电容中 100kHz 及以上成分的纹波电流为100=222100=12.722900(1+4%)400 25.342=8.71式中 升压二极管的电流有效值；输出电流。根据电容手册中纹波电流的折算系数，可得等效 100Hz 纹波电流有效值为=2100+(1001.4)2=5.342+(8.711.4)2=8.2查数据手册可知，该电容的 120Hz 纹波电流承受能力为每只 2.88A，满足要求。（5）二极管的设计 中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 21 页 共 34 页由于开关电源频率达到 100kHz，为降低二极管反向恢复造成的损耗，采用SiC 二极管，初选英飞凌公司的 IDT16S60C(16A,600V)，由数据手册可得主要参数为 , ， 。=0.75=0.07150=1.1/根据=(2)22=43=823及最大输出功率分别可得二极管的电流有效值及平均值分别为=12.7 =7.54由图 4.2 的等效电路可计算二极管功率通态损耗为=+2=0.757.54+0.07(12.7)2=16.9SiC 器件的开关损耗较小，予以忽略，上式近似为二极管的总功率损耗该器件的最该工作结温可达 175，考虑一定裕量，取最高结温 为 150，取二极管与散热器间绝缘垫热阻为 2K/W，由器件结壳热阻、最高结温可得最高允许散热器问的，由此可进行散热器设计。=()=15019.2(1.1+2)2=97(6)MOSFET 设计 该电路为硬开关，为降低开关损耗，采用 CooLMOS 器件。初选英飞凌公司的 SPW47N60C3(47A,600V),有数据手册可得主要参数为： =0.14125, 。在 380V 电压条件下，并与 SiC 二极管配合使用是，单词开=0.3/通损耗及开关损耗与电流的近似关系为 ， 。=2 =5根据式=1823可得 MOSFET 的总损耗为=380(+)&+2=28.7中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 22 页 共 34 页考虑一定裕量，取最高结温 为 ，取 MOSFET 与散热器件间绝缘垫125热阻为 2K/W，由于器件结壳热阻、最高结温可得最高允许散热器温度，并由此可以进行散热器设计。=(+)=12528.7(0.3+2)=594.3 DC-DC 主电路设计(1)变压器的设计 变压器电压比的计算式按照下式：+去输入电压下限，并减去该电压波动量的一半，取 395V。 同控制电 路及占空比丢失有关，此处选为 0.9。 选为最高输出电压 58V， 选 1V。 代入上式得 。6按下式= 2可以计算出铁芯截面积和窗口面积之积，由于变压器输出采用全波整流结构，因此 取 ，开关频率取 f 取 100kHz，铁芯材料选为 2900(1+2)=7000铁氧体，其 取 0.2T，导体电流密度 j 选取 ，即 ，窗口填 4/2 4106/2充洗数 选取 0.5。代入上式得8.751084=8.754选择铁氧体磁芯型号为 E42/21/153C94，两幅并用，按照铁氧体铁芯生产厂家提供的手册，满足要求。选定铁芯后根据下式2=2得中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 23 页 共 34 页2=2= 581020.23.56104匝 =4匝一次绕组匝数可由二次侧匝数和电压比推算。 1=24匝根据式 ，可得二次绕组的导体截面积为=2=8.751062同理可以计算出一次绕组导体的截面积为1=2.082(2)输出滤波电流的设计首先进行电感的设计，按式=8计算电感值，其中 PFC 电路输出电压最大值 取 410V，开关频率 为 100kHz，允许的电感电流最大纹波峰峰值 取最大输出电流的 20%，即 10A，计算得=8=9计算出电感值后，根据电感值和流过电感的电流，按式=选定电感铁芯，其中电感值 L 取 ；电感电流最大有效值 取最大输出电流9 50A；电感电流最大峰值 取最大输出电流加上电感电流最大纹波峰峰值 的一 半，即 55A；磁路磁通密度最大值 取 0.3T；电感绕组导体的电流密度 取 ;绕组在铁芯窗口中的填充系数 取 0.5。计算得铁芯磁路截面积与窗口4/2 面积的乘积 应大于=4.11084=4.14选择铁芯体磁芯，型号为 E42/21/153C92。中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 24 页 共 34 页再按式=得=9匝按式=02计算气隙，其中 为真空磁导率，其数值为 。0 4107/=02 =2注意到铁芯由两半对合而成，气隙长度 L 应为 2 倍的铁芯间距，因此铁芯间距应取 1mm。然后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出电感绕组的导体截面面积为=12.52在滤波电容设计中，由于已知电感电流最大纹波值，可以假设电感电流最大纹波有效值为 ，而输出电压最大纹波有效值取为输出电压下限值的/23=2.90.5%，即=420.5%=0.21按式23计算出滤波电容的阻抗为 0.073考虑输出最高电压为 58V，选择日立 HP31K102MRX(80v，1000 )电容器。（3）开关器件的设计 中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 25 页 共 34 页变压器二次侧整流二极管承受的反方向电压最大值为一次直流电压最大值除以变压器电压比的 2 倍，为 137V，考虑到二极管关断时的产生的电压尖峰值，因此选取二极管的耐压为 200V。流过二极管的峰值电流按式=+12设计为=+12=55流过二极管的最大平均电流按式=12设计为=12=25所选的二极管允许的峰值电流应大于 55A，平均电流应大于 25A。初选 IXYS 公司的 DSEI60-02A(200V，60A)二极管。该器件在 50A 电流时的通态压降为 1V，。根据二极管的平均电流，按式=0.75/估算其通态损耗为 =25考虑一定裕量，取最高结温 为 ，取二极管与散热器件间绝缘垫125热阻为 2K/W，由于器件结壳热阻、最高结温可得最高允许散热器温度，并由此可以进行散热器设计。=(+)=12525(0.75+2)=56MOSFET 的设计中，其耐压为 PFC 电路输出电压 400V，考虑到关断时的过电压，开关管的耐压取 600V，流过开关管的峰值电流按式=(+12)/计算为中 北 大 学 2013 届 毕 业 设 计 说 明 书第 26 页 共 34 页=+12 =9.2由于采用移相全桥控制方式，流过开关管的最大电流有效值近似为=2 =6.5初选英飞公司的 SPW47N60C3(47A，600V)MOSFET，由数据手可得主要参数为：， ，则开关通态损耗：=0.14125=0.3/= 2=5.9开关管的开关损耗可以按通态损耗的 1.52.5 估算，,由于工作在软开关状态，取其下限：由于