高频感应加热电源设计

中北大学 2013 届毕业设计说明书共II页第 I 页 共 II 页高频感应加热电源设计摘要：高频感应加热以其加热效率高、速度快，可控性好及易于实现机械化、自动化等优点，已在熔炼、铸造、弯管、热锻、焊接和表面热处理等行业得到广泛的应用。本设计根据设计任务进行了方案设计，设计了相应的硬件电路，研制了100KHz高频感应加热电源。本设计高频感应加热电源采用 IGBT 作为开关器件，可工作在 100kHz 左右频段。它由整流器、滤波器、和逆变器组成。整流器采用三相不可控桥式整流电路。滤波器采用电容型滤波器。逆变器主要由 PWM 控制器控制四个 IGBT 的开通和关断，实现 DC-AC 的转换。设计中采用的芯片主要是单片机 89C51 和 IR2112 驱动芯片。设计过程中程利用了单片机的控制性能，产生 PWM 波输入驱动芯片。由于 IR2112 具有快的开关速度（500ns） ，光隔离，故障状态反馈，可配置自动复位、自动关闭等功能，所以选择其作为 IGBT 的驱动。对电路图的调试结果表明，所完成的设计实现了设计任务规定的基本功能。关键词：感应加热电源，串联谐振，逆变电路，IGBT中北大学 2013 届毕业设计说明书共II页第 I 页 共 II 页Design of high frequency induction heating powerAbstract：High frequency induction heating with high heating efficiency, speed fast, controllable and easy to realize the mechanization, automation and other advantages, has been in the smelting, casting, pipe, hot forging, welding and surface heat treatment and other industries are widely used.According to the design of design tasks for the design, designs the corresponding hardware circuit, we developed the 100KHz high frequency induction heating power supply.The design of high frequency induction heating power supply using IGBT as a switch, can work in 100kHz frequency band. It is composed of a rectifier, filter, and an inverter. Rectifier using a three-phase uncontrollable bridge rectifier circuit. Filter with capacitor. Inverter is mainly composed of PWM controller to control the four IGBT turn-on and turn-off, achieve DC-AC conversion.Design of the chip is mainly based on 89C51 and IR2112 driving chip. The design process of medium-range makes use of the computer control performance, generate PWM wave input driving chip. Because the IR2112 has a fast switching speed (500ns ), optical isolation, fault state feedback, can be configured to automatically reset, automatic closing function, so we chose it as the IGBT driver.The prototype debugging results show that, the completed design to achieve the design task provides basic functions. Key words: induction heating power supply，series resonance，inverter circuit，IGBT中北大学 2013 届毕业设计说明书共II页第 I 页 共 II 页目录1 引 言 .11.1 高频感应加热电源发展史 .11.2 论文的主要内容 .32 高频感应加热原理 .43 高频感应加热电源系统设计 .73.1 基本结构图 .73.2 整流电路参数计算及器件的选型 .73.3 滤波电路 .93.3.1 电感滤波器 .93.3.2 电容滤波器 .103.3.3 型滤波器 .103.3.4 比较选择 .103.4 逆变电路设计 .113.4.1 串并联逆变器的拓扑结构 .123.4.2 串并联谐振逆变器拓扑电路的对偶关系 .133.4.3 串并联谐振优缺点比较 .144 高频感应加热电源逆变器的设计 .154.1 逆变器的驱动电路设计 .154.1.1 IGBT 对驱动电路的要求 .154.1.2 驱动芯片 IR2112 .154.1.3 逆变器驱动电路图 .184.2 控制电路的设计 .184.2.1 控制电路单片机的控制 .184.2.2 89C51.184.2.3 最小系统设计 .194.2.4 软件设计 .205 仿真结果 .22总 结 .23中北大学 2013届毕业设计说明书第 4 页 共 27 页 附录 A .24参考文献 .25致 谢 .27中北大学 2013届毕业设计说明书第 5 页 共 27 页 1 引 言1.1 高频感应加热电源发展史感应加热设备又通称感应电炉，主要包括感应熔炼设备和感应加热设备两大类。感应加热来源于法拉第发现的电磁感应现象，也就是交变的电流会在导体中产生感应电流，从而导致导体发热。长期以来，技术人员都对这一现象有较好了解，并且在各种场合尽量抑止这种发热现象，来减小损耗。比较常见的如开关电源中的变压器设计，通常设计人员会用各种方法来减小涡流损耗，来提高效率。然而在 19 世纪末期，技术人员又发现这一现象的有利面，就是可以将之利用到加热场合。来取代一些传统的加热方法，因为感应加热有以下优点：(1)加热速度快，效率高，容易实现高功率密集。由于感应加热是从金属内部即从金属的电流透入深度层开始加热，这样就很大程度地节省了热传导的时间，因此加热速度快，生产效率可达 60%以上。(2)采用非接触式加热方式，在加热过程中不易渗入杂质。(3)加热温度由工件表面向内部传导或渗透，具有精确的加热深度和加热区域，并易于控制。(4)工件损耗少，被加热物的表面氧化少。(5)节能环保，作业环境好，几乎没有热，噪声和灰尘，而且占地少，适合现代环保的要求。(6)工作容易，加热均匀，产品质量好，且能加热形状复杂的工件。(7)自动化程度高，对于感应加热装置，可频繁的起停，控制温度的精度高。(8)可对工件进行局部加热 1。由于感应加热具有以上的一些优点，大量的工程技术人员对此进行了研究，1890 年瑞典技术人员发明了第一台感应熔炼炉开槽式有芯炉，1916 年美国人发明了闭槽有芯炉，从此感应加热技术逐渐进入实用化阶段。而后，20 世纪电力电子器件和技术的飞速发展，极大的促进了感应加热技术的发展。中北大学 2013届毕业设计说明书第 6 页 共 27 页 20 世纪 50 年代以前的 20 年时间内感应加热电源技术发展缓慢、产品技术水平低下。50 年代后晶闸管的问世，给感应加热电源的发展带来了新的生机。80 年代后，随着电力电子器件的飞速发展，GTO、 MOSFTE、IGTB、GTR、SIT、IGCT 等器件相继出现，感应加热装置也逐渐摒弃晶闸管，开始使用这些新器件。现在比较常用的是 IGBT、MOSFET，其中 IGBT 用于较大功率场合，而 MOSFET 适用于较高频率、中小功率场合。在高频(100kHz 以上)阶段，国外已从传统的电子管电源过渡到晶体管全固态电源。在日本 80 年代末就采用 SIT 研制出固态高频感应加热电源，其水平可达 480KW /400KHz，1200KW/200 KHz。在欧美，随着功率器件的迅速发展，以模块化、大容量化 MOSFET 功率器件为主，MOSFET 高频大功率感应加热电源得到了飞速的发展。西班牙采用 MOSFET 的电流型感应加热电源制造水平达 600KW/400KHz；德国在 1989 年就研制出电流型 MOSFET 感应加热电源，其水平达 480KW/50kHz200 KHz。目前，德国 EFD 公司已经有150KHz/1100KW 以及 5MHz/25KW 的固态高频感应加热电源产品；比利时的公司生产的电流型 MOSFET 感应加热电源水平可达1000KW/15kHz600KHz；英国 Radyne 公司也有 27MHz/5KW 的固态高频感应加热电源产品问世；美国 Ameritherm 公司拥有 1KW120 KW /50 KHz485 KHz 系列化的产品，也有 15MHz/1KW 的固态高频感应加热电源产品 5-6。我国感应加热在工业上的应用，起步于 20 世纪 50 年代，在机床制造、纺织机制造、汽车、拖拉机工业等部门应用最早，当时的感应加热技术，绝大部分来自前苏联，少部分来自捷克、比利时等国家。5 0 年代末，我国已自制出电子管式高频电源与机械式中频发电机，感应熔炼、感应透热、感应热处理淬火、介质加热等各种设备与工艺相继在工业上得到应用。6 0 年代后，各个部门、企业在自力更生精神鼓舞下，研制出晶闸管中频电源，改进了电子管式高频电源，并设计、制造了各种型式的淬火机床，其典型结构已汇编入原机械部第六设计院的淬火机床图集，共计 5 5 种。对外开放以来，通过出国考察、进口设备、引进技术等多种渠道，工业发达国家的现代感应加热技术逐渐进入了我国工业的各个部门，使感应加热这一节能、高效、自动化、高重现性、环保中北大学 2013届毕业设计说明书第 7 页 共 27 页 的技术更有效地得到利用。目前，感应加热电源在中频频段主要采用晶闸管，超音频频段主要采用IGBT 中频电源，而在高频频段，由于 SIT 存在高导通损耗等缺点，热电源通常飞功热风率较大，对功率器件、无源器件、电缆、布线、接地和屏蔽等均有许多特殊要求。因此，实现感应加热电源高频地方加热电源的发展 7。1.2 论文的主要内容（1）设计了高频感应加热电源的硬件主电路。设计合理的硬件主电路来实现所需要的加热功能，其中包括三相不可控桥式整流电路的设计，逆变器电路的设计，串联谐振电路设计，IGBT 的应用等。（2）高频感应加热电源主电路的结构设计和控制电路、控制系统软件的设计。（3）设计了高频感应加热电源的硬件控制电路。对故障保护电路进行研究，应用 Proteus 软件进行仿真分析。中北大学 2013届毕业设计说明书第 8 页 共 27 页 2 高频感应加热原理感应加热原理为通有电流的线圈在它的周围会产生磁场，特别是当高频交流电通过时，线圈周围会出现交变磁场。工件导体放入磁场时，磁力线会切割工件，在工件导体中产生感应电动势，从而产生与线圈电流方向相反的涡流达到加热的效果。如图 2.1：图 2.1 感应加热的物理机理当交变电流通入感应圈时，感应圈内就会产生交变磁通 ，使感应圈内的工件受到电磁感应电势 。设工件的等效匝数为 。则感应电势：e2N（2-1）dtNe2如果磁通是交变的，设 tmsin，则 tco22dte（2-2）有效值为：MfNE24. （2-3）感应电势 E 在工件中产生感应电流 2I使工件内部开始加热，其焦耳热为：RtIQ2.0（2-4）中北大学 2013届毕业设计说明书第 9 页 共 27 页 式中： 2I感应电流有效值（安） ，R工件电阻（欧） ，t时间（秒） 。这就是感应加热的原理。感应加热与其它的加热方式，如燃气加热，电阻炉加热等不同，它把电能直接送到工件内部变成热能，将工件加热。而其他的加热方式是先加热工件表面，然后把热再传导加热内部。金属中产生的功率为：cos4.cos2MfNEIP （2-5）感应电势和发热功率不仅与频率和磁场强弱有关，而且与工件的截面大小、截面形状等有关，还与工件本身的导电、导磁特性等有关。在感应加热过程中存在着三种效应：集肤效应、邻近效应和圆环效应 11。集肤效应：当交流电流通过导体时，沿导体截面上的电流分布不是均匀的，最大的电流密度出现在导体的表面层，我们称这种电流集聚的现象为集肤效应。邻近效应：两根通有交流电的导体距离很近时，导体中的电流分布会受彼此的影响而有所变化。若两导体中电流方向相反，则最大的电流密度出现在两导体的内侧，反之若导体中电流方向相同，则最大电流出现在两导体的外侧，这种现象就称作邻近效应。圆环效应：当交流电通过圆环形线圈时，最大的电流密度出现在线圈导体的内侧，这种现象称作圆环效应。 感应加热设备（电源）就是综合利用此三种效应的设备。高频交变电流通过导体时，由于集肤效应的影响，电流只在导体表面层通过，表面层的深度与导体的性质和电流频率的高低有关，通常将此表面层的深度或厚度定义为穿透深度。工程上规定，当导体某一深处的电流密度为其表面电流密度的 1/e=0.368时，该深度就定以为穿透深度 。工程上穿透深度可由下面表达式确定：f（2-6）中北大学 2013届毕业设计说明书第 10 页 共 27 页 式中 f：交变电流频率，Hz； o：真空磁导率； r：相对磁导率；：导体的电阻率； 式（2-6 ）可进一步简化为r （2-8）从式（2-8 ）可知，穿透深度 与电阻率 的平方根成正比，与电流频率f 及导体的相对磁导率的 r 平方根成反比。电流频率越高，穿透深度越小，集肤效应越明显。当 和 r 确定以后，可以通过改变频率来控制穿透深度，达到工艺要求。oru （2-7）中北大学 2013届毕业设计说明书第 11 页 共 27 页 3 高频感应加热电源系统设计3.1 基本结构图随着电力电子技术的不断发展和实际工业生产等应用领域中的不同要求的提出，感应加热电源的主电路拓扑结构也经过了不断的完善，已形成了一种固定的 AC-DC-AC 形式。基本结构图如图 3.1：图 3.1 感应加热电源基本结构图感应加热电源一般由整流器、滤波器、逆变器、负载和一些控制和保护电路组成。电路由工频交流电输入，经整流环节后成为脉动直流电，再经过滤波环节后成为平滑的直流电，由直流电通过后面的逆变器环节变为一定频率的交流电供给负载。本设计的主电路图设计如图 3.2：图 3.2 主电路图3.2 整流电路参数计算及器件的选型整流电路采用的是三相不可控整流电路，具体的整流电路图如图 3.3：220v 交流正弦波三相不可控整流电路大电容储能滤波电路IGBT 逆变电路串联谐振电路中北大学 2013届毕业设计说明书第 12 页 共 27 页 图 3.3 整流电路图三相桥式整流电路它是由六只整流二极管 D1-6组成。六只整流二极管接成电桥形式，故称桥式整流。三相桥式整流电路的工作原理：阴极连接在一起的三个二极管（D1、D3、D5）称为共阴极组；阳极连接在一起的三个二极管（D2、D4、D6)称为共阳极管。对于共阴极组的三个二极管，阳极所接交流电压值最大的导通；对于共阳极组的三个二极管，阴极所接交流电压值最小的一个导通。将波形中的一个周期等分成六段，每段为 60，每段中导通的二极管及输出整流电压的情况如表 3.1 所示：表 3.1 三相桥式整流电路电阻负载时二极管工作情况时段 I II III IV V VI共阴极组导通的二极管D1 D1 D3 D3 D5 D5共阳极组导通的二极管D4 D6 D6 D2 D2 D4整流输出电压 UdUa-Ub=Uab Ua-Uc=Uac Ub-Uc=Ubc Ub-Ua=Uba Uc-Ua=Uca Uc-Ub=Ucb中北大学 2013届毕业设计说明书第 13 页 共 27 页 由上表可知，输出电压 Ud 一周期脉动六次，每次脉动的波形都一样，故该电路为六脉波整流电路。这样就在负载上得到波形与三相桥式全控电路在 =0 时的波形一样，计算整流后的直流平均电压 DCU,即VPDC297035.1. (3-1) 式中， P为相电压。根据输出功率 W0的要求，逆变器工作在谐振或小感性负载状态更好，保守估计可取变换效率 %85，要求整流器的输出功率为 KPd 76.10.10(3-2)故整流器的输出电流 )(94.52716)(0 AUIDCdAV(3-3) 3.3 滤波电路整流电路输出的直流电的脉动成分较大，而一般电子设备所需直流电源的脉动系数要求小于 0.01故整流输出的电压必须采取一定的措施尽量降低输出电压中的脉动成分，同时要尽量保存输出电压中的直流成分，使输出电压接近于较理想的直流电，这样的电路就是直流电源中的滤波电路。典型的滤波器有三种，即电容滤波，电感滤波和 型滤波。其基本结构件图 3.4（其中 a-电容滤波，b-电感滤波，c- 型滤波）：图 3.4 典型的滤波器中北大学 2013届毕业设计说明书第 14 页 共 27 页 3.3.1 电感滤波器电感滤波器又叫 L 型滤波器。由于负载电阻和电感 L 式串联的，这使得整流后的交流脉动成分大部分（因其直流电阻很小） ，从而大大减小了输出电压中的脉动成分。从能量的观点来看，L 是储能元件，当整流器的输出电压为零或负时，储藏在电感中的磁场能将转变成电场能，有继续维持负载电流不变 的趋势，从而使输出电压更平滑。3.3.2 电容滤波器电容滤波器又称 C 型滤波器，是将电容和负载电阻并联组成的滤波电路。因为电容对交流成分的阻抗极小，对直流成分的阻抗极大，因而电容会将整流电压中的交流成分旁路，使负载电阻 R 上的电压更平滑。C 越大，充电电流就越大，输出的电压越高。如果负载电阻 R 为无限大，在负载半波时电容也不放电，则电容两端将达到电源电压的峰值 Em。如果负载电阻极小，则电容电压放点极快，其输出波形与只有电阻 R 时一样。3.3.3 型滤波器L 型滤波器适用于负载电流较大的场合，而 C 型滤波器则仅适用于负载电流较小的场合。将二者合并，便构成 型滤波器，即可适用于任何大小负载的电路。由于电感 L 对交流分量具有很大的电抗，因此，由整流器输入的直流电压 Ed 中的交流成分绝大部分都降在电感 L 上，大大减小了负载电阻 R 上的交流成分。另外，因电容和电阻并联，其交流成分更进一步减小，使负载两端的直流电压更平滑。输出电压的平均值的大小与 L、C 值的大小有关。3.3.4 比较选择电容滤波器和电感滤波器具有共同的性质：都是由储能元件构成的，都具有减小电路输出电压或电流的脉动的作用。但他们还具有各自的特点。（1）电容滤波器的输出直流电压较高，但输出直流电压的大小随负载电流变化而有较大的变动，负载特性不好；电感滤波器的负载特性好，但不能再小于其允许的最小负载电流到负载电流为零的区段工作，在此区段中，输出电压随电流变化而急剧变化，负载特性极坏。（2）适用电容滤波器时，流过整流元件的电流脉冲值很大，尤其在整流元件的内阻时更严重。滤波电容的容量越大，其电流峰值也越大，这对整流管和中北大学 2013届毕业设计说明书第 15 页 共 27 页 变压器的工作均不利。当整流器采用内阻较小的整流器,是为防止损坏管子应尽可能采用电容滤波器；即使用其他整流元件，也应适当增大整流元件的容量。而使用电感滤波器时，则不会产生电流脉冲，电流越大，其滤波作用越好。应该指出，负载电流突变会感应出浪涌电压，其后果是损坏元件或击穿绝缘。因为本设计采用 IGBT 做开关器件，采用串联谐振式逆变器，因此本设计采用电容型滤波器。3.4逆变电路设计逆变电路根据直流侧电源性质的不同可分为两种：直流侧是电压源的称为电压型逆变电路；直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。本设计使用电压型逆变电路。电压型逆变电路由以下主要特点：(1) 直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。(2) 由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能提供通道，逆变桥桥臂都并联了反馈二极管。电压型全桥逆变电路的原理图如图 3.5 所示，它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。把桥臂 1 和 4 作为一对，桥臂 2 和 3 作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通 180。图 3.5 全桥逆变电路感应加热电源的负载是由感应线圈和被加热的金属工件组成的。从原理上中北大学 2013届毕业设计说明书第 16 页 共 27 页 讲，感应圈相当于初级，金属工件相当于次级，次级只有一匝，且内部组成了一个环路，初级和次级间有空气隔离，所以可以认为感应圈和工件是一个空心变压器，简化为图 3.6 所示：图 3.6 简化变压器图 3.6 简化电路感应圈和工件组成的负载可以等效为一个电阻和电感。由于不同的被加热工件 2R,L及感应圈与工件间的互感系数 M 不同，以及工件温度等参数的影响，这个等效负载随时会改变。如果将高频交流电源直接接在感应圈上，感应圈和工件组成的负载功率因数低，无功功率较大，会浪费大量的电能，需要采用电容补偿无功。电容的接法有两种：一是和感应圈串联，即串联谐振，二是和感应圈并联，即并联谐振负载。3.4.1 串并联逆变器的拓扑结构根据负载谐振形式的不同，可以将感应加热电源逆变器分为串联谐振式逆变器和并联谐振式逆变器两种逆变结构。串联谐振式电源采用的逆变器是串联谐振逆变器，其负载为串联谐振负载。通常需电压源供电，在感应加热中，电压源通常由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大，可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。其拓扑结果见图 3.7：中北大学 2013届毕业设计说明书第 17 页 共 27 页 L CCi R+-T1T2T4T3图 3.7 串联谐振逆变器并联谐振式电源采用的逆变器是并联谐振逆变器，其负载为并联谐振负载。通常需电流源供电，在感应加热中，电流源通常由整流器加一个大电感构成。由于电感值较大，可以近似认为逆变器输入端电流固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电流，其电流幅值取决于逆变器的输入端电流值，频率取决于器件的开关频率。其拓扑结果见图 3.8：LCR+-T1T2T4T3Ld图 3.8 并联谐振电路3.4.2 串并联谐振逆变器拓扑电路的对偶关系串、并联谐振逆变电路由于所接的负载谐振电路不同，所表现的特性不同，它们之间在各种变量的波形、电路的特性、还有电路的拓扑等方面都存在着对偶关系，如表 3.2。表 3.2 串并联谐振逆变器对偶关系对偶项 串联谐振逆变器 并联谐振逆变器入端电压为直流 入端电流为直流当工作在负载谐振频率时，入端电流为全波整流波形当工作在负载谐振频率时，入端电压为全波整流波形输出电压为方波 输出电流为方波电压电流波形输出电流为正弦波 输出电压为正弦波中北大学 2013届毕业设计说明书第 18 页 共 27 页 负载阻抗频率特性为串联谐振特性，因此不宜空载负载阻抗频率特性为并联谐振特性，因此可以空载逆变器及负载开路保护易逆变器及负载短路保护容易电路特性短路及直通保护困难 短路及直通保护容易入端并联电容 Cd(等效电压源)入端串联电感 Ld(等效电流源)电路拓扑结构负载为 RLC 串联电路负载为 RLC 并联电路从上面的表格可以看出，理解和掌握串并联逆变器的电压、电流波形以及电路拓扑结构的对偶关系有助于分析和比较两种逆变器的工作原理，而了解其电路特性的对偶关系则可以有针对性的设计正确可靠的保护短路。3.4.3 串并联谐振优缺点比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器优缺点比较如表 3.3。可以看出，串联谐振逆变器的结构简单，可以采用不可控整流，控制方便简单，采用大电容滤波，当发生上、下桥臂短路故障时，由于电容电压不会突变，因此瞬时放电电流将会很大，远远超出了功率器件的额定电流，如果不能在器件的允许短路时间内将器件关断，就会造成器件的永久损坏。因此，需要设置死区时间，保证开关器件先关断后导通。串联谐振无需平波电感，减小了电源体积和成本，启动比较简单，可以自激工作，也可以他激工作。开关器件承受的反压比较小，这一特点正是 IGBT、MOSFET 等器件要求的。一般这些器件内部都集成有反并联二极管，非常适合于串联谐振逆变器。补偿电容要求耐压高，采取适当措施可以降低补偿电容上的电压。串联谐振逆变器对负载槽路布线工艺的要求较低，调试比较简单。表 3.3 串并联谐振优缺点比较串联谐振逆变器 并联谐振逆变器结构简单 结构较复杂控制较简单 控制相对复杂可采用不控整流 需采用可控整流不宜空载，需加空载保护 可以空载无短路保护能力，需加短路保护 拓扑本身具有短路保护能力开关器件同时流过有功和无功电流 开关器件只流过有功电流不需平波电感，体积较小，成本低 需平波电感，体积较大，成本高启动容易,可以自激或他激工作 启动困难，启动时间长中北大学 2013届毕业设计说明书第 19 页 共 27 页 功率器件反并联二极管，无需外接二极管 需要大功率高频二极需高耐压谐振电容，尤其是 Q 值较大时 没有高压危险对负载槽路布线工艺要求比较低，不会影响功率和效率负载槽路布线工艺要求比较高，感应器和补偿容的引线不能过长综合比较串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的优缺点，同时为了设计和布线的简便，本设计选用串联谐振逆变器电路拓扑。中北大学 2013届毕业设计说明书第 20 页 共 27 页 4 高频感应加热电源逆变器的设计4.1 逆变器的驱动电路设计驱动电路的作用是将控制电路输出的 PWM 脉冲放大到足以驱动 IGBT，所以单从原理上讲，驱动电路主要起开关功率放大作用，即脉冲放大作用器。其重要性在于 IGBT 的开关特性与驱动电路的性能密切相关。4.1.1 IGBT 对驱动电路的要求驱动电路的要求与 IGBT 的特性密切相关，见表 4.1。设计门极驱动电路时，应特别注意其开通特性、负载短路能力和 dtUCE/引起的误触发等问题。正偏置电压 UGE 增加，通态电压 UCE 下降，开通能耗 EON 也下降，只有当 UGE 大到一定值时，UCE 才能达到较低的饱和值。若+UGE 固定不变时，导通电压将随集电极电流增大而增高，开通损耗将随结温而升高。由此可知当门极电压在 15V左右时，通态压降接近饱和，但是门极电压不能超过 20V，否则可能击穿门极与发射极之间的氧化膜，这里选择 18V。表 4.1 IGBT 的门极驱动与特性的关系负偏电压-UGE 直接影响 IGBT 的可靠运行，负偏电压增高时漏极浪涌电流明显下降，对关断能耗无显著影响，-UGE 与集电极浪涌电流和关断能耗 EOFF的关系十分密切。因为当 IGBT 关断时，会在集电极和射极间产生很高的电压上升率，引发较大的位移电流，使得门极与发射极间的电压升高，可能超过门极阀值，导致脉冲浪涌电流过大，发生擎住效应。为了避免这种误触发，在 IGBT关断时，应在门极上加负电压，-5V-10V。因此，驱动电路输出选择+18V 和-5V 为开通和关断电压。4.1.2 驱动芯片 IR2112设计 IGBT 的驱动电路和保护电路是对它应用的关键。如何保证系统稳定且可靠工作,又使系统的开发周期短,性价比高,是一个需要综合考虑的问题。目前特 性 )(satCEUon、 ONofT、 OFE负载短路能力 dtu/条件UCE 大UCE 大RG 大 减小减小增大微增大增大减小增大减小减小中北大学 2013届毕业设计说明书第 21 页 共 27 页 实际产品应用中有各种典型的驱动电路,但都存在一定的不足。本次设计决定采用美国国际整流器（IR）公司生产的 IR2112 驱动电路。采用 IR2112 作为驱动的原因在于该芯片能实现自举式浮充驱动方式，即用一个电源就能可靠驱动同一桥臂上的两个开关器件。IR2112 芯片的管脚图如下图4.1：图 4.1 IR2112 管脚图在 IR2110 芯片管脚图里面，其中 HIN，LIN 为上下两个通道的输入信号，SD 为保护信号的输入端，高电平时将封锁 HIN,LIN 的输入， DV和 S为输入级电源端， BV, 0H和 S为驱动上通道（即逆变器的上桥臂或高端，下同） ， C，0L和 COM 为驱动下通道（即下桥臂或低端，下同） 。该芯片它的主要构成有三个独立的施密特触发器，两个 RS 触发器，两个CDV/电平转换器，一个脉冲放大环节，一个脉冲滤波环节，一个高压电平转换网络及两个或非门，6 个 MOS 场效应晶体管，一个具有反相输出的与非门，一个反相器和一个逻辑网络。其内部结构示意图见图 4.2：图 4.2 IR2112 的内部结构示意图中北大学 2013届毕业设计说明书第 22 页 共 27 页 IR2112 的典型电路连接方法如图 4.3 所示：图 4.3 IR2112 典型电路连接方法IR2112 的主要特点是：（1）本身功耗极低。（2）能对输入的两个通道信号之间产生合适的死区时间，避免逆变器上下桥臂同时导通而发生直流电源直通短路的危险。（3）采用了 CMOS 技术，使它具有典型的开通延时时间为 125ns，关断延时时间为 105ns，因而决定了 IR2112 可以实现工作在高达 1MHZ 的栅极驱动频率。（4）具有最大为 2A 的驱动电流。（5）输入级能与 CMOS 或 TTL 电平兼容，电路具有欠电压保护等功能。本次设计采用的具体的驱动电路如下图 4.5 所示，电路中使用一个 V15电源，接线时 1U的 HIN,LIN 分别和 2U的 LIN,HIN 接在一起，驱动信号来自逆变器控制电路。充电二极管 5VD, 6要选用快恢复二极管，其耐压能力必须大于高压母线的峰值电压，基于上面的要求，选择了 ERA3210,基本参数如下：反向重复峰值电压 URM10，正向平均电流 AIVF1.0)(，涌浪电流 AIFSM0.2,正向压降 VF3,反向电流 IRM50,反向恢复时间 str5.。自举电容 1C、 2的耐压值不得低于欠电压封锁临界值，容量主要由下式（4-1）决定： )105./(ConQBSBOTVtI(4-1)中北大学 2013届毕业设计说明书第 23 页 共 27 页 式中， QBSI为逆变器上桥臂通道的静态电流， ont为逆变器上桥臂通道功率器件的每周期导通时间， CV为逻辑部分的电源电压。对于工作在 100KHZ 的逆变器，根据式（4-1）可取 1C， 2为 VF50/.即可满足要求。由于栅极驱动电阻 41R的大小与负向过冲电压，关断时间有关系，当电阻小时过压较大，但关断时间延迟，增加了功率开关器件的功耗。本次设计选择了 10的金属膜电阻。4.1.3 逆变器驱动电路图图 4.4 逆变驱动电路图4.2 控制电路的设计4.2.1 控制电路单片机的控制本设计的核心控制部件是单片机，设计中采用 89C51 单片机，89C51 单片机特别适用于各类自动控制系统，如工业过程控制系统，伺服系统，分布式控制系统，变频调速电机控制系统等，还适用于一般的信号处理系统和高级智能仪器，以及高性能的计算机外部设备控制器和办公自动化设备控制器。本设计利用单片机自带 PWM 控制功能向驱动输出 PWM 波。中北大学 2013届毕业设计说明书第 24 页 共 27 页 4.2.2 89C5189C51 单片机芯片上包括：（1）一个 8 位的 80C51 微处理器（CPU）（2）片内 256 字节数据存储器 RAM/SFR，用以存放读写的数据，如运算的中间结果、最终结果以及欲显示的数据等（3）片内 4KB 程序储存器 Flash ROM,用以存放程序、一些原始数据和表格（4）4 个 8 位并行 I/O 端口 P0-P3，每个端口既可以用作输入，也可以用作输出。（5）两个 16 位的定时器/计数器，每个定时器/计数器都可以设置成技术方式以对外部事件进行技术，也可以设置成定时方式，并可以根据计数或定时的结果实现计算机控制(6)具有 5 个中断源、两个中断优先级的中断控制系统(7)一个全双工的 UART 的串行 I/O 口，用于实现单片机之间或单片机和 PC 机之间的串行通信(8)片内振荡器和时钟产生电路，但石英晶体和微调电容需外接，最高允许震荡频率为 24MHz4.2.3 最小系统设计（1）电源引脚 Vcc电源端GND接地端工作电压为 5V（2）外接晶体引脚中北大学 2013届毕业设计说明书第 25 页 共 27 页 图 4.5 晶振连接的内部、外部方式图XTAL1 是片内振荡器的反相放大器输入端，XTAL2 则是输出端，使用外部振荡器时，外部振荡信号应直接加到 XTAL1，而 XTAL2 悬空。内部方式时，时钟发生器对振荡脉冲二分频，如晶振为 12MHz，时钟频率就为 6MHz。晶振的频率可以在 1MHz-24MHz 内选择。电容取 30PF 左右。系统的时钟电路设计是采用的内部方式，即利用芯片内部的振荡电路。AT89 单片机内部有一个用于构成振荡器的高增益反相放大器。引脚 XTAL1 和 XTAL2 分别是此放大器的输入端和输出端。这个放大器与作为反馈元件的片外晶体谐振器一起构成一个自激振荡器。外接晶体谐振器以及电容 C1 和 C2 构成并联谐振电路，接在放大器的反馈回路中。对外接电容的值虽然没有严格的要求，但电容的大小会影响震荡器频率的高低、震荡器的稳定性、起振的快速性和温度的稳定性。因此，此系统电路的晶体振荡器的值为 12MHz，电容应尽可能的选择陶瓷电容，电容值约为 22F。（3）复位电路上电自动复位是在加电瞬间电容通过充电来实现的。在充电瞬间，电容 C通过电阻 R 充电，RST 端出现正脉冲，用以复位。只要电源 Vcc 的上升时间不超过 1ms，就可以实现上电复位，即接通电源就完成了单片机的复位初始化。关于参数的选定，在震荡稳定后应保证复位高电平持续时间大于两个机器周期。本文采用晶体为 12MHz。取 C=10uf,R=10K.中北大学 2013届毕业设计说明书第 26 页 共 27 页 图 4.6 单片机最小系统4.2.4 软件设计定时器共有两个控制字，由软件写入 TMOD 和 TCON 两个 8 位寄存器，用来设置 T0 或 T1 的操作模式和控制功能。当 89C51 系统复位时，两个寄存器所有位都被清 0。对 M1 和 M0 位的设置对应于 4 种工作模式，即模式 0、模式 1、模式 2、模式 3。本设计选用模式 1.根据式子 t=(216-T0 初值)振荡周期12#include sbit pwm=P10; /*函数功能：主函数*/void main(void)pwm=1;EA=1; /开总中断ET0=1; /定时器 T0 中断允许 TMOD=0x01; /使用定时器 T0 的模式 1TH0=0xff; /定时器 T0 的高 8 位赋初值TL0=0xfb; /定时器 T0 的高 8 位赋初值中北大学 2013届毕业设计说明书第 27 页 共 27 页 TR0=1; /启动定时器 T0while(1);/无限循环等待中断/*函数功能：定时器 T0 的中断服务程序*/void Time0(void) interrupt 1 pwm=pwm;TH0=0xff; /定时器 T0 的高 8 位赋初值TL0=0xfb; /定时器 T0 的高 8 位赋初值5 仿真结果中北大学 2013届毕业设计说明书第 28 页 共 27 页 中北大学 2013届毕业设计说明书第 29 页 共 27 页 总 结通过搜集目前感应加热电源的相关资料，了解国内外感应加热电源的相关制作方法，并通过设计方案的比较，针对设计任务提出了可行方案。在设计方案中，结合单片机 89C51 功能特点及其控制特性，以 89C51 作为 PWM 控制的核心，IR2112 作为 IGBT 的驱动，用串联谐振来设计感应加热电源。根据设计方案，详细地阐述了单片机的控制原理，IR2110 驱动电路，设计了相应的硬件电路，并制作了电路原理样机并进行调试。结果表明，制作的感应加热电源虽然没有做反馈部分，受系统稳定性的影响，给调试带来了很大的阻碍，所设计的电路能完成基本的测试功能。虽然做了以上几方面工作，但由于时间和实验条件的限制等原因，所做工作还有很多需要完善的地方：1、电路在设计中未采取保护措施，系统设计时余量留得较大。2、实验线路的调功方式采用限压(限流)单闭环控制方式，不能克服电网波动和负载扰动的影响。3、为使系统动态响应速度快、超调量小、稳定性好、应采用功率电流流双闭环 PI 控制方式。因此系统控制部分还有许多问题并未具体实现。中北大学 2013届毕业设计说明书第 30 页 共 27 页 附录 A中北大学 2013届毕业设计说明书第 31 页 共 27 页 参考文献1潘天明，现代感应加热装置，冶金工业出版社，1996年12月2Okuno S.Shirakawa