三相逆变器控制算法详细设计报告

Revision 0 01 Company confidentialPage 1 of 54 目录目录 1 INTRODUCE 6 1 1 Background 6 1 2 Referenced documents 6 1 2 1 Internal documents 6 1 2 2 External documents 6 2 系统主电路及控制框图系统主电路及控制框图 7 3 DQPLL 设计设计 8 3 1 锁相环控制模型 8 3 2 控制器参数设计 12 3 2 1 C s F s 的设计 12 3 2 2 全通滤波器 A S 设计 14 4 INV 控制设计控制设计 16 4 1 控制器模型 16 4 2 控制器参数设计 17 4 2 1 电流内环参数设计 18 4 2 2 电压外环参数设计 19 4 2 3 仿真结果 21 5 BOOST 控制设计控制设计 24 5 1 TL BOOST 特性分析 24 5 2 控制器设计 26 5 2 1 电流环设计 28 5 2 2 电压环设计 29 5 3 仿真结果 30 6 孤岛检测孤岛检测 31 6 1 孤岛效应 31 6 2 电网模型特性 31 6 3 孤岛检测原理 32 6 4 相位扰动法 33 6 5 MATLAB 仿真 37 6 5 1 仿真 1 38 6 5 2 仿真 2 39 6 5 3 仿真 3 41 6 6 多机并网情况下孤岛检测 41 6 6 1 双机仿真 1 43 6 6 2 双机仿真 2 46 6 6 3 双机仿真 3 48 7 MPPT 设计设计 50 7 1 MPPT 的功能 50 7 2 扰动观察法 50 7 3 改进的扰动观察法 51 7 4 MPPT 放在 BOOST 前面 MATLAB 仿真 51 7 4 1 仿真 1 51 Revision 0 01 Company confidentialPage 2 of 54 7 4 2 仿真 2 52 7 4 3 仿真 3 53 7 4 4 仿真 4 53 7 4 5 仿真 4 54 7 4 6 小结 54 7 5 再改进 54 7 5 1 仿真 1 54 7 5 2 仿真 2 55 7 5 3 仿真 3 56 7 5 4 仿真 4 56 Revision 0 01 Company confidentialPage 3 of 54 1 系统主电路及控制框图系统主电路及控制框图 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V R R S S T T N N P PV V P PV V 图 2 1 主电路图 a i L L L Uga Ugb Ugc N a b c a i b i ci load i ga U gb U gc U S P W M DRIVE Bus U dref I DC balance sense dcU PI Feeding grid algorithm Theta DQPLL d irect curr injection compens d U q U a ref U b i compensate Ud ref ipv Boost Ctrl Bus U Add Upv MPPT UPv ref V P DC DC INV Check islanging Grid f Qref LPF b ref U c ref U 图 2 2 系统框图 设计规格 输入电压 430 900VDC 输出电压 400VAC 功率等级 50KW 开关 频率 8kHz 输出频率 50 60Hz Revision 0 01 Company confidentialPage 4 of 54 2 DQPLL 设计设计 2 1 锁相环控制模型锁相环控制模型 在理想情况下 三项市电的相电压可表示为 3 1 cos 2 cos 3 2 cos 3 aNm bNm cNm vU vU vU 三项相电压由 abc 静止坐标系到 复平面坐标系的转换关系为 3 2 11 1 222 333 0 22 aN bN cN v v v v v 复平面坐标系再到 dq 同步旋转坐标系下的坐标变换关系为 3 3 cossin sincos dpp qpp vv vv 其中 上式 3 3 中的同步旋转坐标系变换用到的即为市电锁相角 p 将 3 1 3 2 代入 3 3 可以计算出同步旋转坐标系下的电压分量为 3 4 cos sin dp m qp v U v 从 3 4 式可以看出 旋转坐标系下的电压分量可以反映出市电真实相位角和锁相 角之间的误差信息 因此 通过求取旋转坐标系下的向量和 就可以间接知道市 d v q v 电相角与锁相角之间的误差信息 经控制其 C s 后得到频率调节量 然后与标 q v c 称频率叠加经积分得到锁相角 标称频率作为前馈控制量其作用是提高调节 0 p 0 速率 缩小控制调节量的变换范围 这样利用图 3 1 所示的闭环控制 就可以达到 c 锁相的目的 Revision 0 01 Company confidentialPage 5 of 54 C s dq sin cos p p 1 s abc aN V bN V cN V V V c 0 p d V q V 图 3 1 闭环锁相控制框图 利用 3 4 式中的关系式 如果很小 可以将图 1 所示的锁相控制回路 q v p 在平衡点处线性化后简化为图 2 所示的控制模型框图 这样 所想系统就是一 p 个典型的线性控制问题 通过设计合理的控制器 C s 就可以获得期望的锁相性能 UmC s c 1 s p q V 图 3 2 简化后的锁相控制框图 图 3 2 所示的控制回路闭环传函为 3 5 p m m s U C s G s ssU C s 从式 3 5 可以看出 若设计控制器 C s 为简单的比例控制 则闭环系统是 稳定的惯性环节 对于理想的阶跃输入 系统没有稳态误差 然而 由于控制器本身 不含积分作用 回路中的积分量是因为频率与角度之间的积分关系产生的 所以若在 积分环节之前存在常值干扰 则控制器无法消除干扰所产生的稳态误差 另外 采用 比例控制 闭环控制回路为一阶系统 其在高频干扰抑制方面以及动态特性的调整上 也不如二阶系统好 所以为了提高控制性能 控制器 C s 一般多设计成比例积分 PI 型调节器 其表达式如下 3 6 1 1 p i C sK Ts 将式 3 6 代入 3 5 中 整理后可以得到闭环系统传递函数的标准形式为 Revision 0 01 Company confidentialPage 6 of 54 3 7 2 22 2 2 nn nn s G s ss 其中 pm n i K U T 2 pim K TU 对于式 3 7 所示的闭环系统 其特性由 PI 控制器的参数 Kp 和 Ki 所决定 目的 是要兼顾系统跟踪市电相位角的速度与抑制谐波及噪声干扰能力 对于上述系统的 PI 参数选择 有很多标准方法可以直接应用 最为简单有效的设计原则是将系统的阻尼 比设计在 并根据闭环系统的带宽要求确定自然频率 对于带宽的选择 0 707 n 这里主要取决于系统抑制市电谐波及噪声干扰的需要 过高的系统带宽会降低系统的 稳定裕度 并有可能导致系统不稳定 在实际情况下 市电并非理想的三相平衡正弦电压 受到电网上非线性负载干扰 因素的影响 市电电压上通常都含有大量的谐波成份 并且三相电压还会有不平衡现 象以及因采样不准导致的电压偏移等问题 这些因素都会使前面提到的锁相方法的性 能受到很大影响 对于市电上的高次谐波影响 一般可以通过降低闭环系统的设计带 宽 增加滤波器来解决 对于市电的不平衡性以及电压偏移等问题导致的低次谐波影 响 通过降低系统带宽来抑制低次谐波就会使系统的响应速度变得非常迟钝 无法满 足相位角的动态跟踪要求 可采用基于正序分量 Positive Sequence Component 提取的解决思路 图 3 3 是基于正序分量提取的改进型闭环锁相控制框图 与图 3 1 所示的基本形闭 环锁相控制框图相比 该锁相方法增加了正序分量提取环节 另外 为了更好地抑制 市电电压谐波对锁相精度的影响 控制回路中还加入了一级具有低通滤波特性的补偿 器 F s C s dq sin cos p p 1 s abc aN V bN V cN V V V c 0 p d V q V F s Positive Sequence Extractor aN V bN V cN V Revision 0 01 Company confidentialPage 7 of 54 图 3 3 基于正序分量提取的改进型闭环锁相控制框图 对于具有不平衡性的三相市电相电压 其正序分量的提取计算公式如下 3 8 2 2 2 1 1 1 3 1 aNaN bNbN cNcN vaav vaav vaav 其中 或 2 3 j ae 13 22 aj 为了方便计算 可将式 3 8 重新整理如下 3 9 111 362 3 111 362 3 aNaNbNcNbNcN cNcNaNbNaNbN bNaNcN vvvvvv j vvvvvv j vvv 上式中的 j 可以理解为 90 度相移 它可以通过全通滤波器 All pass filter 来实现 一阶全通滤波器的传递函数形式为 3 10 1 1 bs A s bs 全通滤波器的分子与分母为共轭向量 模值为 1 因此输入信号经全通滤波器后 幅值保持不变 但相位随频率不同而产生不同的相移 对于式 3 10 的一阶全通滤波 器 其相位随频率从 0 变到 180 2 2 控制器参数设计控制器参数设计 对于图 3 3 所示的闭环锁相系统 需要设计的补偿器有 C s F s 以及全通滤波 器 A s 在这里 由于要考虑低通滤波器 F s 对系统闭环控制特性的影响 所以采用 简单的频率域校正法设计控制参数 下面以相电压为 220 RMS 频率为 60Hz 的 三相市电为例来设计闭环锁相控制系统的具体参数 2 2 1 C s F s 的设计的设计 根据图 2 若 C s 为式 6 所示的 PI 控制器 则在不加入滤波器 F s 前的系统开环 传函为 3 11 1 1 2 1 1 Ks G s s Revision 0 01 Company confidentialPage 8 of 54 其中 mp i U K K T 1 1 i T 显然 式 3 11 在高频处的幅值衰减斜率为 20db dec 而一般好的控制系统都 希望在高频处有至少 40db dec 的衰减斜率 这样有利于提高系统抑制高频干扰的能 力 为了使设计的控制器不过于复杂 这里将 F s 设计成一阶低通滤波器 也就是说 开环系统将增加一个极点 这样 系统的幅频特性曲线在高频处的衰减斜率就变成了 40db dec 增加低通滤波器后的系统开环传递函数为 3 12 1 1 2 2 1 1 1 1 Ks G s ss 其中 为低通滤波器 F s 的截止频率 2 针对一个控制系统 在设计参数前必须明确具体的设计目标 在这里 初步希望 闭环系统的超调量不大于 20 闭环截止角频率大约在 60Hz 377rad s 处 由于 式 3 12 是典型的最小相位系统 其幅频和相频特性曲线大致形状如图 3 4 所示 所 以下面采用基本的频率域校正原则来确定控制参数 2 GdB 1 2 c h 0 180 0 0 斜率 40的dB dec 图 3 4 典型系统的频率特性曲线 首先 根据 3 13 将 20 超调量的时域指标近似换算成频率域指标 阻尼系数为 0 46 再根据公式 3 14 求得相角裕度 48 5 这里为了增加裕度 取 谐振峰值 Mr 可由50o 142 2 arctan 42 100 2 1 e Revision 0 01 Company confidentialPage 9 of 54 3 15 或 Mr 1 sinr 求得 由相角裕度可以求出开环频率曲线在中频区的宽度为 3 16 1 sin 7 5 1 sin h 如果基于闭环谐振峰值最小这一原则设计控制器 也就使说将闭环谐振峰值放在 相角裕度最大的位置 则可以确定 3 17 1 2 1 c h 1 2 1 c h h 最后还需要确定的参数是 Kp 由于上述系统中 闭环截止角频率与开环截止角频 率很接近 所以根据设计要求可以取 且在截止角频率处有 c 377 c rad s c 3 18 2 1 1 c c K Gj 结合式 11 中增益 K 的表达式可以得到 3 19 c p m K U 基于以上方法设计出的控制参数具体值为 Kp 1 16 Ti 0 0113 2 665rad s 同样的方法算出在 50Hz 的截止频率时 Kp 1 01 Ti 0 0135 2 554rad s 根据式 3 12 所示传函以及计算所得参数得到的 波特图 3 5 707 0 12 1 2 r M Revision 0 01 Company confidentialPage 10 of 54 图 3 5 波特图 为了消除系统 爬行 现象 需要将 1增大 即让 1更接近截止频率 c 这样 调整后的系统相角裕度又会减小 导致超调量的增大 因此还需要使 2远离截止频 率 c来增加相角裕度 最终调整后的参数值为 Ti 0 0082 2 942rad s 2 2 2 全通滤波器全通滤波器 A S 设计设计 全通滤波器 A s 的作用是产生 90 度的相移 对于式 3 10 所示的一阶全通滤 波器 其模值恒等于 1 其相角为 3 20 0 0 1 2 f arctgf fb 所以设计在 50Hz 频率处产生 90 相移的全通滤波器为 3 21 1 1 314 1 1 314 s A s s 在 60Hz 频率处产生 90 相移的全通滤波器为 3 22 1 1 377 1 1 377 s A s s 在正序分量提取过程中没有对市电电压上的谐波进行抑制 但考虑到闭环控制回 路本身就具有低通特性 对高次谐波已经具有抑制能力 该方法最主要的缺点是全通 滤波器对市电频率变换没有自适应能力 因此在市电频率偏离基准频率是不能产生准 确的 90 相移 仿真显示 在 47 5Hz 和 51 5Hz 两个边界值时 最大相位移不到 2 功率因数在 0 999 以上 这个误差还是完全可以接受的 Revision 0 01 Company confidentialPage 11 of 54 3 INV 控制设计控制设计 3 1 控制器模型控制器模型 逆变部分 INV 完成对并网电压电流的控制 通过控制并网电流继而控制电压 采 用电压电流双环控制 电压外环负责维持稳定的直流 BUS 电压 电流内环的控制是 系统的关键 利用它来控制并网电流的幅值和频率 本部分描述逆变电路的建模和双 环控制器的设计 ACINV bus C d e boost i 图 4 1 INV 结构图 4 1 T dabcabcaabbcc busboostboost dd deuiuiuiui Cii dtee A 将 d 轴定义在输出电压矢量方向 根据 4 2 cos cos 2 3 cos 2 3 2 sin sin 2 3 sin 2 3 3 1 21 21 2 ttt Tttt 进行坐标变换 可推导出 4 3 3 2 ddqq d busboost d i ui u de Ci dte 忽略 把它当作扰动量 认为瞬时电流完全由 BUS 电容提供 将 BUS 电 boost i dc i 容电压 作为常量来处理 对上式做拉氏变换 d e 4 4 3 2 ddqq busd d is usi s us sCes E 对 解偶后可以分别进行控制 期望为 0 以消除无功分量 上式变为 d i q i qq i s us 4 5 31 2 dd ddbus esu isE sC 可作为电压电流双环控制模型中电压外环的传递函数 Revision 0 01 Company confidentialPage 12 of 54 为消除耦合效应 对 d q 轴电流环路进行解耦控制 解耦后的矩阵表达式为 4 6 dddq qqq d ivuLi d L ivudt Li 对上式进行拉氏变换 4 7 dddq qqq d isvsusLi s sL i sv sus Lis 市电 d q 分量和作为扰动要进行前馈补偿 据此得出 d q 轴电流内环传递 d u q u 函数表达式 4 8 1 d d is vssL 1 q q i s v ssL INV 模块可示意为 rLs 1 rLs 1 L L d e Vd Vq q i d i Ed 1 bus sC boost i 3 2 d d u E 3 2 q d u E 图 4 2 INV 模型 3 2 控制器参数设计控制器参数设计 INV 采用电压电流双环控制策略 电压外环控制的目的是控制逆变器的直流母线 电压 稳定的直流电压可以减少对网侧交流电流的干扰 提高电能的质量 也利于功 率器件的耐压保护 电流内环分别对 d q 0 轴电流回路进行控制 D 轴通道控制有 功功率输出 Q 轴通道控制无功功率输出 0 通道负责0 序电流分量 以控制 BUS 充放电 平衡 在电压外环中 以为被控制对象 程序里需要乘以这个系数进1 bus sC2 3 dd EU 行补偿 在电压电流控制回路中加入低通滤波器 控制环路如图 4 3 示 Revision 0 01 Company confidentialPage 13 of 54 图 4 3 控制器模型 3 2 1 电流内环参数设计电流内环参数设计 控制器采用 PI 开环传递函数为 1 1 p i C sK Ts 1 2 1 1 p Ks G s s Lsrs 其中 1 i T 设计控制目标为闭环系统的超调量不超过 20 闭环截止频率在 1 5KHz 处 按 照高阶系统中时域和频域指标之间的换算关系 中频带宽度求得为 7 5 可以求得参h 数值 rad s9420 c 9420 2 8 5 2216 rad s 1 2 1 c h 9420 15 8 5 16623 rad s 2 2 1 c h h 在截止频率处有 c 1 p c c k G j L L 取 1 2 可计算得mH rLs 1 rLs 1 L L Vd Vq q i Ed ii xpi k k k s ii xpi k k k s yL k yL k 3Vdrefk 1 q k i 1 d k i 3Vqrefk 0 q i d i iv pve k kk s 3 1 DCk V DCV 3 1 DCk V DCV 2 dzk Ek 4k abcS S S d e d i 1 bus sC boost i 3 2 d d u E 3 2 q d u E Vdc ref LPF Revision 0 01 Company confidentialPage 14 of 54 9420 1 2 11 3 pc KL 3e 11 3 2216 25040 1 ip KK 电感内阻取 0 5 可得如图 4 4 所示 Bode 图 图 4 4 电流环波特图 3 2 2 电压外环参数设计电压外环参数设计 加入低通滤波器 F s 后 系统的传递函数形式为 其中为 F s 的截止频率 4 pbusi KKc T 3 1 i T 闭环截止频率设计为电流环截止频率的 1 10 即 150Hz 942rad sec 超调量 不超过 20 取中频带宽度为 11 电容取 3900 2uf 设计出的控制h d c 2 busd cc 参数为 942 1 950e 3 1 84 pcbus Kc 6 369e 3 i T 942 6 1 84 289 3 ip KK 1727 4 rad s 3 2 4 1 1 1 1 Ks G s ss Revision 0 01 Company confidentialPage 15 of 54 图 4 5 电压环波特图 当闭环截止频率设计为电流环截止频率的 1 10 即 150Hz 942rad sec 当闭 环截止频率设计为电流环截止频率的 1 5 即 300Hz 1884rad sec 超调量不超过 20 取中频带宽度为 11 电容取 2 5600 uf 设计出的控制参数为 h d c 2 busd cc 942 5 6e 3 5 3 pcbus Kc 942 6 157 3 1 i T rad s 5 3 157 832 3 ip KK 942 22 12 1727 4 rad s Revision 0 01 Company confidentialPage 16 of 54 图 4 5 2 电压环波特图 3 2 3 仿真结果仿真结果 BOOST 和 INV 开关频率分别设为 12KHz 和 8KHz 首先锁相环开始工作 在 0 01s 处 BOOST 开始工作 BOOST 输出接两个 25KW 假负载 0 02s 处开始启动 INV 并卸掉一个假负载 0 025s 处卸掉第二个假负载 0 03s 处开始启动 MPPT 输 入电压参考值为 500V BUS 电压参考值 750V BUS 电压如图 5 9 正负 BUS 电压 如图 4 6 并网电流如图 4 7 Revision 0 01 Company confidentialPage 17 of 54 图 4 6 正负 BUS 电压 图 4 7 逆变输出电流 从图 5 9 以及图 4 7 可看出 电压环路控制器和电流环控制器能较稳定地控制 BUS 电压和并网电流 但是由于正负 BUS 的不平衡 并网电流的 THDi 值高达 6 以 上 需要做 BUS 差环控制 对 BUS 差进行补偿控制后 BUS 差 减小了一半以上 控制在 12V 左右的范围里 THDi 下降到 THDi 3 8 正负 BUS 电压以及输出电流波形如图 4 8 和图 4 9 所示 图 4 8 加入 BUS 差环控制后的正负 BUS 电压 Revision 0 01 Company confidentialPage 18 of 54 图 4 9 加入 BUS 差环控制后的逆变输出电流 Revision 0 01 Company confidentialPage 19 of 54 4 BOOST 控制设计控制设计 4 1 TL BOOST 特性分析特性分析 BOOST DC DC 变换电路完成最大功率跟踪 MPPT 或 BUS 稳压控制 MPPT 放在此环节时 系统通过 MPPT 寻找出光伏阵列最大功率点 给出控制信号 pvref V 再通过侦测对 PV 电压 即 BOOST 输入电压做闭环控制 同时对 BOOST 电感电 pv V 流做反馈控制 L i BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i s e s C s C d C d C d e 2 L 1 L 图 5 1 三电平 BOOST 拓扑 其中 PV 输出电流 PV 输出电压 正负 BUS 电压和 经过电感的电流 s i s e d e L i BOOST 电感值 BUS 电容值 1 L 2 L d C 对三电平输出 BOOST 电路 在正负 bus 负载一致的情况下需要生成两路占空比一 致的交错 PWM 波 以交错使正负 bus 充放电 在 PV 电压高于 450V BUS 电压控 制在低于 900V 时 双管工作占空比在 0 5 以下 典型的 PWM 波形如下图示 图 5 2 PWM 驱动波形以及变化关系 L i BOOST 电路有 4 种工作阶段 状态 状态 a 上管导通 给 BUS 充电 电感电流上升 Revision 0 01 Company confidentialPage 20 of 54 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 图 5 3 a BOOST 电路工作状态意图 状态 b 两管都不导通 给 BUS 以及 BUS 充电 电感放电 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 图 5 3 b BOOST 电路工作状态意图 状态 c 上管导通 给 BUS 充电 电感电流上升 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 图 5 3 c BOOST 电路工作状态意图 Revision 0 01 Company confidentialPage 21 of 54 状态 d 与状态 b 完全一样 在一个开关周期里 输入输出电压传递函数与占空比的关系满足 1 1 o i U Ud 4 2 控制器设计控制器设计 在我们的系统中 MPPT 算法放在 BOOST 中实现 BOOST 控制 PV 电压 BUS 电压由 INV 控制 BOOST 直接控制输入 PV 电压时 以输入电容电压和电感电流为状态变量 s e L i 这时候描述电路的状态空间方程如下 阶段 1 0 上管导通 这时状态方程为 s D T 5 1 1 1 2 1 2 2 s ssL L sd de iCi dt di eeL dt 阶段 2 双管都不导通 这时状态方程为 s D T s 0 5T 5 2 1 1 2 2 s ssL L sd de iCi dt di eeL dt 阶段 3 0 5 与阶段 1 类似 0 5 s DT 阶段 4 与阶段 2 类似 0 5 s DT s T 列出状态空间平均模型 5 3 1 1 2 020 1 1 020 2 sss sds LL eCe d Ceid iidt L L 对上式做拉氏变换 5 4 1 2 2 2 1 ssLs Lsd c se sisi L sise sd se 于是可以看出 及占空比之间的关系 s e s i L iD 以为扰动量 得出电压外环传递函数 s i Revision 0 01 Company confidentialPage 22 of 54 5 5 1 1 2 s L s e s is c s 以为扰动量 则电流内环表达式为 sbus ee 5 6 1 2 dL eis d sL s 控制对象模型可表示为 1 1 2 s c s 1 2 d e L s s i s e L i d sd d ee e 图 5 4 控制对象模型 MPPT 模块计算出 BOOST 电路输入电压的参考值 Vref 外环为电压环 使 BOOST 输入电压跟踪 MPPT 的输出 Vref 并给出电流内环 BOOST 输入电流的参考 值 电流内环希望通过实时采样的反馈控制占空比的变化 希望扰动量对系统产生的干扰能被抑制 故在控制中采用前馈补偿策略 对和 s i 所产生的影响进行补偿 建立的控制框图如图 5 5 示 sdd eee 1 1 2 s c s 1 2 d e L s s i s e L i d sd d ee e PI ds d ee e L ref i PI s ref e 图 5 5 BOOST 控制框图 在电流内环中 按照上图对控制对象 ed 2Ls 进行控制器设计 也可以以 1 2Ls 为被控 对象 在程序里对 ed 进行补偿 这样做的好处是当 BUS 电压控制目标改变时 只需 要调整 ed 为相应的值 而不需要对控制器本身进行改动 为防止误差信号突变对电 Revision 0 01 Company confidentialPage 23 of 54 路的影响 控制回路中还加入了一级 LPF 特性的补偿器 F S 最终得到的控制框图如 图 5 6 下面根据控制框图分别对电流内环和电压外环的控制器进行具体设计 1 1 2 s c s s i s e L i d sd d ee e PI ds d ee e L ref i PI s ref e 1 1 2Ls 1 d e F S 图 5 6 调整后的 BOOST 控制框图 4 2 1 电流环设计电流环设计 在设计时 根据一般的工程经验 来确定控制指标 其中电流环的截止频率采用 1 5KHz 中频带宽度 h 对控制系统的动态品质起决定作用 h 越大超调量越小 但 h 过大会使扰动作用下的恢复时间延长 h 小则超调量大 动态性能下降 综合考虑下 可选择 h 5 11 电流环会影响到直流电压的跟踪能力和功率变化时的抗干扰能力 在系统中采用 常规 PI 控制校正方法 在未加低通滤波器 F S 前电流内环控制回路的开环传递函数 表达式 5 7 2 1 pii G sKTsTLs 其中 令 并加入截止频率的低通滤波器后 1 2LL pi KKLT 1 1 i T 2 F s 系统的传函形式为 5 8 1 2 2 1 1 s K G s s s 此传函形式与 INV 电压外环传函形式一致 同理可得 9420 2 225e 6 4 2 pc KL 4 2 4 5 e 4 9 2e3 ipi KKT 2200 1 16624 2 Revision 0 01 Company confidentialPage 24 of 54 图 5 7 电流环波特图 4 2 2 电压电压环设计环设计 为了方便控制器的设计 将电流环看作单位 1 电压外环的控制器闭环截止频率 设计为电流环截止频率的 1 3 即 500Hz 3140rad s 超调量不超过 30 采用与 上类似的设计方法 选择 PI 调节器作为系统校正的方式 控制回路的开环传递函数表达式 5 9 2 1 pii G sKTsTCs 其中 令 系统的传函形式为 2 s CC pi KKCT 1 1 i T 5 10 1 2 1 s K G s s 采用与电流环一样的计算方法 其中中频带宽 h 取 9 设计出的参数 3140 5 628 1 1 6e 3 i T 3140 550 2 e 6 0 87 pc KC 0 87 1 6 e 3 543 ipi KKT Revision 0 01 Company confidentialPage 25 of 54 图 5 8 电压环波特图 4 3 仿真结果仿真结果 首先锁相环开始工作 在 0 01s 处 BOOST 开始工作 BOOST 输出接两个 25KW 假负载 0 02s 处开始启动 INV 并卸掉一个假负载 0 025s 处卸掉第二个假负载 0 03s 处开始启动 MPPT 输入电压参考值为 500V BUS 电压参考值 750V 图 5 9 中 4 个波形分别为 PV 电压参考值 PV 电压实际值 BUS 电压参考值 BUS 电压实际值 BOOST 控制器能较好地跟踪 PV 电压参考值 图 5 9 BOOST 输入输出电压 Revision 0 01 Company confidentialPage 26 of 54 5 孤岛检测孤岛检测 5 1 孤岛效应孤岛效应 孤岛效应是指并网型逆变器在电网断电时仍继续对电网供电的状态 太阳能 供电系统而言 在孤岛现象发生时 由于其失去电力网络电压作为参考信号 所 以电力转换器的输出电压 电流及频率将出现不稳定的情况 若未及时将其切离 系统 会造成某些敏感性负载受到损害 另外 由于此分布式系统仍然持续独立 供电给负载 也可能造成维修人员触电的危险 孤岛现象的侦测是很有必要的 5 2 电网模型特性电网模型特性 太阳能逆变器并网连接示意图如图 6 1 所示 图 6 1 图 6 1 中 RLC 为电网的等效模型 正常运行时 电网公共连接点 PCC 处的允许偏差应满足相关标准的电压 频 率范围 当光伏系统电网接口处电压超出规定范围时 逆变器应在规定时间内动作 将光伏系统与电网断开 对于图示的 RLC 并联负载 频率特性如下 22 2 0 2 0 1 11 1 load f R Z ff C Q RL ff 2 11 0 0 1 tantan loadf fLCf RQ Lff Revision 0 01 Company confidentialPage 27 of 54 其中 为系统的谐振频率 00 1 2f LC 系统的品质因数 22 0 2 0 1 2 2 f CR I RC QRCR RILL 负载的有功功率 2 g V P R 电感的无功功率 2 g V VarL L 电容的无功功率 2 g VarCVC 可以发现 f C QRVarL VarCP L 品质因数 Qf是反应负载特性的一个重要指标 Qf越大 系统工作在谐振频率的能 力越强 就越难偏离谐振频率 电网的实际负载一般都是感性的 因此常在电网上并 联电容来补偿无功功率 如果补偿电容大小合适 则整个电网负载的谐振频率恰好为 市电频率 且电感和电容上的无功功率大小相等 这时电网的功率因数为 1 品质因 数为 f QVarL VarCPVarL P 假如去除补偿电容 电网的功率因数为 22 PFPPVarL 因此品质因数与功率因数之间的关系为 2 1 1 PF Q 当 Q 大于 2 5 时 功率因数 PF 小于 0 37 因此一般认为电网实际负载的品质因 数 Q 不会超过 2 5 5 3 孤岛检测原理孤岛检测原理 孤岛检测方法通常分为两类 被动式检测和主动式检测 因为发生孤岛效应时 逆变器 输出的幅值频率会发生改变 所以只要检测到逆变器输出幅值和频率的改变 就可以检测到孤岛发生与否 这种方法一般称为被动式检测 但是这种方法存在一个 缺点 即当电网中的负载正好与逆变器输出接近匹配时 负载端的电压及频率变化量 很小 被动式的检测方法就会失效 这种方法的 NDZ Non Detection Zone 较大 为此 设计考虑的主要是在电网的等效负载正好与逆变器输出匹配或接近匹配时的情况 主 Revision 0 01 Company confidentialPage 28 of 54 动式检测法的思想是在逆变器的控制信号中加入很小的电压 频率或相位扰动信号 然后检测逆变器的输出 当逆变器与电网相连则扰动信号的作用很小 而当孤岛发生 时扰动信号的作用就会显现出来 当输出变化超过规定的门限值就能预报孤岛的发生 电压扰动法 会因为电网电压幅值的小变动使逆变器减小其功率输出 从而偏离 最大功率点 频率 相位 扰动法 检测准确 输出电能质量高 瞬态反应快 正反馈放大了 电网的小变化 可能对电网产生微小影响 对弱电网可能导致不稳定 一般电压允许波动的范围相对频率较大 通过扰动使其偏离规定范围会相对较慢 所以这里采用相位扰动法来进行检测 5 4 相位扰动法相位扰动法 根据检测频率 f 偏移电网中心频率 fo 的大小来改变逆变器输出电流和负载端电压 间的相位差 当电网频率稳定时 相位差固定 而当电网断开时 若此时的相位差 频率 f 与 RLC 的相频特性不一致 频率 f 便会发生偏移 频率 f 偏离中心频率越远 扰动相位差会跟着越大 频率又会继续偏移 从而达到加速效果 在 dq 坐标系当中 假定有功分量被定在 d 轴上 而无功分量被定在 q 轴上由于最 终空间矢量是由 d 轴分量和 q 轴分量二者合成的 改变无功分量 q 就会改变合成空 间矢量与 d 轴的夹角 由于 dq 坐标是参考正序电压而来 即有功电压是落在 d 轴上 因此改变逆变器输出电流的无功分量就会改变电流矢量与正序有功电压的夹角 q i 如图 6 2 所示 Revision 0 01 Company confidentialPage 29 of 54 q d d u q i q d i i i 图 6 2 dq 坐标下 电压与电流的相位差 所以控制 的比例就可以控 d q i i arctan d i q i 制逆变器输出电压电流相位差 当产生孤岛时 可以根据 f 对进行扰动使其发生如 q i 下正反馈 f q i q i 因为一般情况下 逆变器只输出有功功率 即原本是设为零的 所以这里说的 q i 扰动量便为 根据仿真 扰动公式取如下 q i dq ifi 50 2 0 扰动公式中 0 2 为比例系数 50 为电网中心频率 比例系数越大 越容易检测 出孤岛 但对电网正常工作时的影响也越大 会降低功率因数 比例系数太小 会导 致孤岛检测时间变长 甚至检测不出孤岛存在 从式中可看出 频率偏移越大 也 q i 越大 从而达到加速频率 f 的偏移 快速检出孤岛的存在 并联 RLC 的相频特性和扰动相频特性如图 6 3 所示 Revision 0 01 Company confidentialPage 30 of 54 图 6 3 图 6 3 中 黄线为谐振频率为 51 5Hz Q 值为 2 5 的并联 RLC 的相频特性 5 51 5 51 5 2 tan 1 f f load 蓝线为谐振频率为 47 5Hz Q 值为 2 5 的并联 RLC 的相频特性 5 47 5 47 5 2 tan 1 f f load 红线为扰动相频特性 50 2 0 tantan 11 f i i d q 图 6 3 中 RLC 的相频曲线与扰动相频曲线的交点意义 当频率为 fx 扰动的相位 差恰好和 RLC 特性在 fx 处的相位差一致时 fx 将不会偏移 扰动会失败 这样可能 会导致检测不出孤岛的存在 另外 若一直采用扰动公式进行不间断扰动 那么当电网经常偏离中心频率较远 的正常范围工作时 如 f 48Hz 则此时 功率因数 由此可 8 21 93 0 8 21cos 见功率因数会大打折扣 针对上面第一种情况 可通过判断频率在当前扰动下经过一个周期是否有变化 若基本无变化 就加大扰动量 使其偏移稳定点 为了避免第二种情况 可通过小扰 动和频率的小变化来进行孤岛预判断 结合仿真 得具体孤岛检测程序流程图如下 Revision 0 01 Company confidentialPage 31 of 54 频率 电压是 否已超出范围 是 频率 电压是否 已超出范围 断开电网 停止 逆变输出 是 每隔 3 个周期进行一次正 反偏置扰动 否 否 开始 频率是否连续三 个周期都按照扰 动方向偏移 频率是否按照扰 动方向偏移 启用加速扰动 扰动过程中频率 是否变化 是 是 否 是 否 否 加大扰动 频率是否变化 否 连续进行正 反偏置扰动 图 6 4 Revision 0 01 Company confidentialPage 32 of 54 正 反偏置扰动的大小根据仿真取 对应的相位差为 dq ii025 0 即并网正常工作时 逆变器的输出功率因数为 4 1tan 1 d q i i 这里扰动量若取值太大会影响功率因数 太小可能会检测不到扰动产9997 0 cos 生的变化 为了尽量减小扰动对系统正常运行时的影响 扰动量采用逐渐增加或减少 的方式 即一个周期让扰动量从递减到 接着的一个周期让扰动量从 d i025 0 d i025 0 递增到 每隔 3 个周期进行一次这样的扰动 d i025 0 d i025 0 加速扰动即 dq ifi 50 2 0 判断频率是否偏移的门限值的确定 若原频率为 50Hz 由扰动后的频率改变 考虑一定的余量 门限值取 Hzf19 0 50 360 4 1360 50 Hzfm05 0 5 5 MATLAB 仿真仿真 Eabc Voabc ioabc signals Continuous v Va2 v Va1 v VM5 v VM3 v VM2 v VM1 V BUS E BUS A B C ThreeLevelInv N A B C Three Phase Programmable Voltage Source SamplesIn1 In2 In3 PWM node 10 a b c U V W Measurement A B C A B C L Iq Islanding detection 102 Id I2 I1 I Vdc Vc Vb Udcup Goto3 Va Udcdn Goto1 Udcdn From1 Udcup From E DC In1 Iq Id Out1 Out2 Out3 CurrCtrl C2 C1 图 6 5 MATLAB 仿真模型 图 6 5 中 绿色块为孤岛检测模块 主要采用 MATLAB 中的 S function 块 按照图 6 4 的程序流程图 用 C 语言编写 Revision 0 01 Company confidentialPage 33 of 54 5 5 1 仿真仿真 1 Inverter 输出功率 P 50kW 电网负载为并联 RLC 模型 Qf 2 5 R 3 2 L 4 07mH C 2490uF 电网频率 fo 50Hz 电网在 0 1S 处掉电 孤岛检测模块从 0 15S 开始加入扰动 超出正常频率范围 q i 判断条件为 f 51 5Hz 或 f 47 5Hz 目的 观察孤岛检测算法在电网负载参数与 Inverter 刚好匹配 Q 值大于 2 情况 下的孤岛检测能力 图 6 6 图 6 6 中信号自上而下分别为 孤岛检测指示信号 1 表示未检测到孤岛 0 表示检测到了孤岛 Inverter 输出端电压频率 f 从图 6 6 中可看出 在 0 1 0 15S 之间 虽然电网已经掉电 但由于负载与 Inverter 刚好匹配 所以频率 f 几乎无改变 在 0 15S 处加入扰动后 由于没了电网的 稳定 频率 f 明显改变 进入加速扰动程序后 很快便检出了孤岛的存在 Revision 0 01 Company confidentialPage 34 of 54 5 5 2 仿真仿真 2 电网负载为并联 RLC 模型 Qf 2 5 R 3 2 L 4 07mH C 2490uF 电网频率 fo 50Hz 孤岛检测模块从 0 15S 开始加入扰动 电网频率在 0 2S 处从 47 6Hz 跳变到 q i 51 4Hz 目的 观察在电网频率波动的情况下 由于加入扰动而产生的影响 q i 图 6 7 从图 6 7 看出 在电网频率出现一个较大的阶跃跳变时 检测频率 f 出现的超调 导致了误判认为是超出了规定频率范围 针对这个情况可以通过判断持续超出频率范围的时间来确认是否真的超出范围 由仿真图 6 7 得 如果 51 5Hz f51 5Hz 或 q i f51 5Hz 或 f51 5Hz 或 f 47 5Hz 目的 观察孤岛检测算法在电网有较大谐波存在 电网负载参数与 Inverter 刚好匹配 情况下两机并网时的孤岛检测能力以及扰动对电网的影响 图 5 10 Inverter1 频率变化量 角频率 与扰动量 q i Revision 0 01 Company confidentialPage 44 of 54 图 5 11Inverter1 孤岛检测指示信号 1 未检测到孤岛 0 检测到孤岛 与检测频率 Revision 0 01 Company confidentialPage 45 of 54 6 MPPT 设计设计 6 1 MPPT 的功能的功能 外界的环境因素 光照 温度 通常是不断变化的和无法人为去改变的 光伏阵 列的输出特性也随之变化 为了实现光伏发电系统的功率输出最大化 需要对光伏电 池的输出最