电子毕业论文-半桥式开关稳压电源毕业设计

2013 届 本 科 毕 业 设 计 （ 论 文 ）绪 论1 开关电源的发展过程开关电源是利用现代电力电子技术，采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关晶体管开通和关断的时间比率（占空比） ，调整输出电压，维持输出稳定的一种电源。早在 20 世纪 80 年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机电源换代，进入 90 年代开关电源已广泛应用在各种电子、电器设备，程控交换机、通讯、电力检测设备电源和控制设备电源之中。开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制 IC 和 MOSFET 构成。开关电源和线性电源相比，两者的成本都随着输出功率的增加而增长，但两者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使的开关电源技术也不断的创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，从而为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化使其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源更进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。2. 开关电源技术的发展趋势开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各在开关电源制造商都致力同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（Mn-Zn）材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs）下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT 技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小薄。开关电源的高频化就必然对传统的 PWM 开关技术进行创新，实现 ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对联高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。 模块化是开关电源发展的总体趋势，可以用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成 N+1 冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化，其噪声也必将随着增大，而用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，使得多项技术得以实用化。电力电子技术的不断创新，开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。 23.开关电源的分类随着电力电子器件和开关变频技术几乎同步开发的前提下，两者相互促进与推动，开关电源每年以超过两位数字的增长率，向轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为 AC/DC 和 DC/DC 两大类。DC/DC 变换器现已实现模块化、成熟化和标准化。但 AC/DC 的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。 DC/DC 变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有：脉宽调制方式（Ts 不变，改变 ton）和频率调制方式（ton 不变，改变 Ts）两种。前者较为通用，后者容易产生干扰。其具体电路有Buck 电路（降压斩波器，其输出平均小于输入电压，极性相同） 、Boost 电路（升压斩波器，其输出平均电压大于输入电压，极性相同） 、BuckBoost 电路（降压或升压斩波器，电感传输方式。其输出平均电压大于或小于输出电压，极性相反）和 Cuk 电路（降压或升压斩波器，电容传输方式。其输出平均电压大于或小于输入电压，极性相反）四种。 当今世界软开关技术使得 DC/DC 变换器发生了质得变化和飞跃。美国 VICOR公司设计制造得多种 ECI 软开关 DC/DC 变换器，最大输出功率有300W、600W、800W 等，相应得功率密度为（6.2、10、17）W/cm3，效率为（8090）%。日本 NemicLambda 公司最新推出得一种采用软开关技术得高频开关电源模块 RM 系列，其开关频率为 200300KHz,功率密度已达 27W/cm3，采用同步整流器（MOS-FET 代替肖特基二极管） ，使整个电路效率提高到 90%。AC/DC 变换器是将交流电压变换成直流电压，其功率流向可以是双向的功率六由电源流向负载的称为“整流” ，功率六有负载返向电源的称为“有源逆变” 。AC/DC 变换器输入为 50/60Hz 的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准， （如 UL、CCE 等）及 EMC指令的限制（如 IEC、FCC、CSA） ，交流输入侧必须加 EMC 滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制 AC/DC 电源体积的小型化,另外,由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决 EMC 电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作效率达到一定的满意程度。3第 1 章 概 论1.1 引言目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的kHz、用制成的kHz 电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用 R-C 或 L-C 缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对 1MHz 以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源的一种主要方式.开关电源发展趋势是工作频率越来越高,且超大功率器件的驱动也比较困难,随着使用频率的进一步提高,高速开关与大功率 M0SFET 的转换(过渡)过程就成为整个开关过程的重要因素。转换过程的快慢,不仅决定了工作频率的设计指标,而且对开关电源的效率、可靠性、寿命等带来了很大影响。1.1.1 什么是开关变换器和开关电源一般电力（如市电）要经过转换才能符合使用的需要。转换的例子有：交流转换成直流，高电压转换成低电压，大功率中取得小功率等等。按电力电子的习惯称谓，AC-DC（理解成 AC 转换成 DC，其中 AC 表示交流电，DC 表示直流电）成为整流，DC-AC 成为逆变，AC-AC 成为交变-交流直接变频（同时也变压） ，DC-DC 成为直流-直流变换。为达到转换目的，手段是多样的。六十年代以前，研发了半导体器件，并用此器件为主实现这些转换。电力电子科学从此形成并有了近三十年的迅速发展。所以，广义的说，凡是用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成为另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称开关电源。开关电源主要组成部分是 DC-DC 变换器，因为它是转换的核心，涉及频率变换，DC-DC 变换所用的频率提高最快。41.2 开关变换器所使用的元件及其特性1.2.1 开关无论哪一种开关变换器，主回路中使用的元件只是电子开关、电感和电容。电子开关只是快速地开通、快速的关断这两种状态，并且快速的转换。只有力求快速，是开关迅速地渡过线性放大区，状态转换引起的损耗才小。目前使用的电子开关多是双极性晶体管、功率场效应管；逐渐普及的有 IGBT 管，还有各种特性较好的新式的大功率开关元件，如静电感应晶闸管和场控制晶体闸流管。值得提出的是，主回路也不是绝对不出现电阻元件。出现的前提是极有利的控制性能而又不引起多大的损耗，而且限于几十瓦以下的小功率变换器中应用。一般其阻值在毫欧级，其上的 MV 电压可用来作为当前工作周期进行电流控制或保护的信号。1.2.2 电感电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电流相位不同，因此理论损耗为零。常为储能元件，也常与电容共用在输入滤波器和输出滤波器上。用于平滑电流，也称它为扼流圈。其特点是流过其上的电流有“很大的惯性” 。换句话说，由于“磁通连续”性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰波。电感为磁性元件，自然有磁饱和问题。应用中有允许其饱和的，有允许其从一定电流值起开始进入饱和的，也有不允许起饱和的。在多数情况下，电感工作在线性区，此时电感值为一常数不随端电压与流过电流而变化。但是，在开关电源中电感有一个不容忽视的问题,就是电感的绕线所引起的两个分布参数（或称寄生参数）的现象。其一是绕线电阻，这是不可以避免的。其二是分布式杂散电容，随线制工艺、材料而定。在分析电感在线路中或波形图时，不妨考虑以下几个特点：N 匝数 磁通 磁链 1）在电感 L 中有电流 I 流过时，储存有 的能量。21Li2）当电感 L 两端的电压 V 不变时，根据 可知，忽略内阻 R 时，电感电流tud变化率 ，表明电感电流线性增加。ti/d正在储能的电感，应为能量不能突变，如切断电感在变压器原边回路时，能量绝大部分经变压器副边出现的电流输送至负载，原、副边耦合中保持相同的安匝数，维持磁场不变，或每匝伏秒值不变。1.2.3 电容5电容是衡量导体储存电荷能力的物理量。在两个相互绝缘的导体上，加上一定的电压，它们就会储存一定的电量。其中一个导体储存着正电荷，另一个导体储存着大小相等的负电荷。加上的电压越大，储存的电量就越多。储存的电量和加上的电压是成正比的，它们的比值叫做电容。如果电压用 U 表示，电量用 Q 表示，电容用 C 表示，那么:CQU电容的单位是法（F） ，也常用微法（uF）或者微微法（pF）做单位。1F=106uF，1F=1012pF。电容可以用电容测试仪测量，也可以用万用电表欧姆档粗略估测。欧姆表红、黑两表笔分别碰接电容的两脚，欧姆表内的电池就会给电容充电，指针偏转，充电完了，指针回零。调换红、黑两表笔，电容放电后又会反向充电。电容越大，指针偏转也越大。对比被测电容和已知电容的偏转情况，就可以粗略估计被测电容的量值。在一般的电子电路中，除了调谐回路等需要容量较准确的电容以外，用得最多的隔直、旁路电容、滤波电容等，都不需要容量准确的电容。因此，用欧姆档粗略估测电容量值是有实际意义的。但是，普通万用电表欧姆档只能估测量值较大的电容，量值较小的电容就要用中值电阻很大的晶体管万用电表欧姆档来估测，小于几十个微微法的电容就只好用电容测试仪测量了。交流电是能够通过电容的，但是电容对交流电仍然有阻碍作用。电容对交流电的阻碍作用叫做容抗。电容量大，交流电容易通过电容，说明电容量大，电容的阻碍作用小；交流电的频率高，交流电也容易通过电容，说明频率高，电容的阻碍作用也小。实验证明，容抗和电容成反比，和频率也成反比。如果容抗用 XC表示，电容用 C 表示，频率用 f 表示，那么： fcX21容抗的单位是欧。知道了交流电的频率 f 和电容 C，就可以把容抗计算出来。第 2 章 半桥变换器的设计方法及原理分析62.1 开关电源变压器的特性变压器是开关电源中非常重要的部件，它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。变压器中实现磁耦合的磁路是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料，其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗，使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。图 2.1（a）为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波，图 2.1（b）为输出端得到的输出波形，可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面：图 2.1 脉冲变压器输入、输出波形（a）输入波形（b）输出波形（1）上升沿和下降沿变得倾斜，即存在上升时间和下降时间；（2）上升过程的末了时刻，有上冲，甚至出现振荡现象；（3）下降过程的末了时刻，有下冲，也可能出现振荡波形；（4）平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别，考虑到各种因素对波形的影响，可以得到如图 2.2 所示的脉冲变压器等效电路。图中：Rsi信号源 Ui 的内阻Rp一次绕组的电阻Rm磁心损耗（对铁氧体磁心，可以忽略）T理想变压器Rso二次绕组的电阻RL负载电阻C1、C2一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis一次和二次绕组的漏感Lm1一次绕组电感，也叫励磁电感n理想变压器的匝数比，n=N1/N27图 2.2 脉冲变压器的等效电路将图 2.2 所示电路的二次回路折合到一次，做近似处理，合并某些参数，可得图 2.3 所示电路，漏感 Li 包括 Lin 和 Lis，总分布电容 C 包括 C1 和 C2；总电阻 RS 包括 Rsi、RP 和 Rso；Lm1 是励磁电感，和前述的 Lm1 相同；RL是 RL 等效到一次侧的阻值，RL=RL/n2,折合后的输出电压 Uo=Uo/n。经过这样处理后，等效电路中只有 5 个元件，但在脉冲作用的各段时间内，每个元件并不都是同时起主要作用，我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量，而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中，各元件（L、C 等）表现出来的阻抗也不一样，因此我们把这一过程分成几个阶段来分析，分别找出各阶段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，当输入信号为矩形脉冲时，可以分 3 个阶段来分析，即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。（1）上升阶段对于通常的正脉冲而言，上升阶段即脉冲前沿，信号中包含丰富的高频成分，当高频分量通过脉冲变压器时，在图 2.3 所示的等效电路中，C 的容抗 1/C 很小，而 Lm1 的感抗 Lm1 很大，相比起来，可将 Lm1 的作用忽略，而在串联的支路中，Li 的作用即较为显著。于是可以把图 2.3 所示的等效电路简化成图 2.4 所示的等效电路。图 2.3 等效电路 图 2.4 简化电路在这个电路中，频率越高，Li 越大，而 1/C 越小，因而高频信号大多降在 Li 上，输出的高频分量就减少了，可见输入信号 Usm 前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端，频率越高的成分到达输出端越小，结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同，即产生了失真。要想减小这种波形失真，就要尽量减小分布电容 C（应减小变压器一次绕组的匝数） 。但又要得到一定的绕组电感量，所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容，例如用分段绕法；为了减小漏感 L1，可采用一、二次绕组交叠绕法等。（2）平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下，并联在输出端的 3 个元件中，电容 C 的容抗 1/C 很大，因此电容 C 可以忽略。同时在串联支路中，Li 的8感抗 Li 很小，也可以略去。所以又可以把图 2.3 电路简化为图 2.5 所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为 Usm 的直流电源。这里可用下述公式表达Uo=(UsmRL)eT/(RsRL)=Lm1(RsRL)RsRL可见 Uo 为一下降的指数波形，其下降速度决定于时间常数 , 越大，下降越慢，即波形失真越小。为此，应尽量加大 Lm1，而减小 Rs 和 RL,但这是有限的。如果 Lm1 太大，必然使绕组的匝数很多，这将导致绕组分布电容加大，致使脉冲上升沿变坏。图 2.5 低频等效电路 图 2.6 脉冲下降阶段的等效电路（3）下降阶段下降阶段的信号源相当于直流电源 Usm 串联的开关 S 由闭合到断开的阶段，它与上升阶段虽然是相对的过程，但有两个不同；一是电感 Lm1 中有励磁电流，并开始释放，因此 Lm1 不能略去；二是开关 S 断开后，Rs 便不起作用，由此得出下降阶段的等效电路见图 2.6。一般来说，在脉冲变压器平顶阶段以后，Lm1 中存储了比较大的磁能，因此在开关断开后，会出现剧烈的振荡，并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2.2 变压器设计的参数及公式2.2.1 变压器的基本参数在磁路中，磁通集中的程度，称为磁通密度或磁感应强度，用 B 表示，单位是特斯拉（T） ，通常仍用高斯（GS）单位，1T=104GS。另一方面，产生磁通的磁力称为磁场强度，用符号 H 表示，单位是 A/mH=0.4NI/li式中：N绕组匝数I电流强度li磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图 7 为一典型的磁化曲线。9由坐标 0 点到 a 点这段曲线称起始磁化曲线，曲线中的一些关键点是十分重要的，BS：饱和磁通密度，Br：剩磁，HC：矫顽磁力。当 Br 越接近于 BS 值时，磁滞曲线的形状越接近于矩形，见图 8（a） ，同时矫顽磁力 HC 越大时，磁滞曲线越宽，这表明这种磁性材料的磁化特性越硬，表明这种材料为硬磁性材料。当 Br 和 BS 相差越大，矫顽磁力 HC 越小时，即磁滞曲线越瘦，表明这种材料为软磁性材料，脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料，见图 8（b） 。图 2.7 不带气隙的磁滞回线 图 2.8 硬/软磁性材料和磁滞回线（a）硬磁材料 (b)软磁材料如果在磁心中开一个气隙，将建立起一个有气隙的磁路，它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为 1，所以有效磁路长度 le 为le=liilg式中：li磁性材料中的磁路长度lg空气隙的磁路长度i磁性材料的磁导率对一个给定安匝数，有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2.2 设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位:T）Bm=(Up104)/KfNpSc式中：Up变压器一次绕组上所加电压（V）f脉冲变压器工作频率（Hz)Np变压器一次绕组匝数（匝）Sc磁心有效截面积（cm2）K系数，对正弦波为 4.44,对矩形波为 4.0一般情况下，开关电源变压器的 Bm 值应选在比饱和磁通密度 Bs 低一些。变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=1.16BmfjScSo10510式中：j导线电流密度（A/mm2）Sc磁心的有效截面积（cm2)So磁心的窗口面积（cm2）2.2.3 对变压器设计的要求1）漏感要小图 2.9 是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图 2.9 双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。2）避免瞬态饱和一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在 BH 曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。3）要考虑温度影响开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的 Bm 值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为 40考虑，磁心温度可达 6080，一般选择 Bm=0.20.4T，即 20004000GS。4）合理进行结构设计从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑：漏磁要小，减小绕组的漏感；便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护；便于散热。112.3 磁心材料的选择软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是 Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在 1MHz 以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是 Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于 1MHz 以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为 R4KR10K，即相对磁导率为 400010000 左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其 Bs 为 0.5T（即5000GS）左右。2.4 半桥式功率变压器的设计2.4.1 工作频率的设定工作频率对电源的体积、重量及电路特性影响很大。工作频率高，输出滤波电感和电容体积减小，但开关损耗增高，热量增大，散热器体积加大。因此根据元器件及性价比等因素将电源工作频率进行优化设计。本例为：Fs=50KHZ，T=1/Fs=1/50KHZ=20us2.4.2 磁芯的选用 选取磁芯材料和磁芯结构选用 R2KB 铁氧体材料制成的 EE 型铁氧体磁芯。 确定工作磁芯感应强度 BmR2KB 软磁铁氧体材料的饱和磁感应强度 Bs=0.47T，考虑到高温时 Bs 会下降，同时为防止合闸瞬间高频变压器饱和，选定 Bm=1/3Bs=0.15T。 计算并确定磁芯型号磁芯的几何截面积 S 和磁芯的窗口面积 Q 与输出功率 Po 存在一定的函数关系。对于半桥变换器，当脉冲波形近似为方波时为：SQ=Po104/2FsBmKcKuj （2-4-1）式中：-效率；j-电流密度，一般取 300-500A/cm2；12Kc-磁芯的填充系数，对于铁氧体 Kc=1；Ku-铜的填充系数，Ku 与导线线径及绕制的工艺及绕组数量等有关，一般为 0.1-0.5 左右。各参数的单位是：Po-W，S-cm 2，Q-cm 2，Bm-T，Fs-Hz，j-A/cm2。取 Po=640W，Ku=0.3，j=300A/cm 2，=0.8，Bm=0.15T，代入式（2-4-1）得SQ=Po104/2FsBmKcKuj=64010 4/2501030.150.80.3300=4.558cm2由厂家手册知，EE55 磁芯的 S=3.54 cm2，Q=3.1042 cm2，则 SQ=10.9 cm4，EE55 磁芯的 SQ 值大于计算值，选定该磁芯。2.4.3 计算原副边绕组匝数按输入电压最低及输出满载的情况（此时占空比最大）来计算原副边绕组匝数，已知 Umin=176V 经整流滤波后直流输入电压 Udmin=1.2176=211.2V。对于半桥电路、功率变压器初级绕组上施加的电压等于输入电压的一半，即Upmin=Udmin/2=105.6V，设最大占空比 Dmax=0.9，则Tonmax=1/2TDmax=1/2200.9=9.0usUpminTonmax104=105.69.010-6104代入公式 N1=UpminTonmax104/2BmSc=105.69.010-6104/20.153.54=8.9 匝次级匝数计算时取输出电压最大值 Uomax=16V。次级电路采用全波整流，Us为次级绕组上的感应电压，Uo 为输出电压，Uf 为整流二极管压降，取 1V。Uz 为滤波电感等线路压降，取 0.3V，则Us=Uomax+Uf+Uz/Dmax=16+1+0.3/0.9=19.22VN2=Uz/UpminDmaxN1=19.228.9/105.60.9=1.8 匝 为了便于变压器绕制，次级绕组取为 2 匝，则初级绕组校正为：N1=UimaxDmaxN2/Us=10 匝2.4.4 选定导线线径13在选用绕组的导线线径时，要考虑导线的集肤效应，一般要求导线线径小于两倍穿透深度，而穿透深度 由式（2-4-2）决定：= （2-4-2）2/式中： 为角频率，=2f s； 为导线的磁导率，对于铜线相对磁导率 r=1，则 = o r=410 -7H/m； 为铜线的电导率，=5810 -6m；穿透深度 的单位为 m；变压器工作频率 50KHZ，在此频率下铜导线的穿透深度为 =0.2956mm，因此绕组线径必须是直径小于 0.59mm 的铜线。另外考虑到铜线电流密度一般取 3-6A/mm2，故这里选用 0.56mm 的漆包线 8 股并联绕制初级共 10 匝，次级选用厚 0.15mm 的扁铜带绕制 2 匝。2.5 半桥变换器的工作原理图 2.10 半桥变换器的电路原理图图 2.10 示出了半桥变换器的电路原理图，电容器 C1、C2 和晶体管 Q1、Q2组成了桥，桥的对角线接变压器 T1 的原边绕组，故称半桥变换器。如果 C1=C2，某一开关晶体管导通时，绕组上的电压只有电源电压的一半。稳定条件下，在 C1=C2，Q1 导通时，C1 上的 1/2 倍的 Vs 加在原边绕组上，Q1 流过负载 Io 折算至原边电流加上磁化电流。经占空比所定时间后，Q1 关断。由于原边绕组和漏电感的作用，电流继续流入原边绕组。如果这时 Q2 加有导通脉冲，Q2 导通。负载 Io 折算至电流加上磁化电流，流经原边绕组和 Q2。然后重复以前的过程，不同的是，电流 i 改变了方向。副边的电路工作如下：当 Q1 导通时，副边绕组 Vs电压使 D1 导通，如正激变换器工作相似。当 Q1 关断，两个绕组电压均朝零变化。副边回路电感 L 反激，储能继续供能负载 RL。当副边线圈降到零时，二极管 D1、D2 都起着续流作用，D1、D2 分得电流近似相等。在 D1、D2 同时导通时，副边电压 Vs钳位到零。14在稳定条件下，在晶体管导通期间通过 L 的电流增加，关断期间 L 的电流减小，其平均值等于输出电流 Io 的值。忽略损耗，输出电压 Vo 如下式： NspTtonVnDsVo21式中 Vs-原边绕组电压（V）Np-原边绕组匝数（匝）Ns-副边绕组匝数（匝）D-其中一个管子导通的占空比为： TofnsTs-工作周期（S）因此，通过使用合适的控制线路调整占空比，在电源电压 Vs 和负载 Io 变化时可以保持输出电压 Vo 不变。第 3 章 整流技术在开关电源中的应用15可控硅整流装置不论在电力系统还是在现代工业的各业中已得到广泛应用。如冶金行业中，应用于金属冶炼；化工行业中，应用于电解、电镀；在电力系统中，既可作为系统控制、保护的工作电源，同是又可作为蓄电池的充电装置。可控硅整流装置要安全运行，必须有可靠的保护措施。在整流装置过载或者输出短路时，保护措施能起到安全保护作用，使装置不受损坏。我们把这种保护功能，归结为限流保护和过流保护。3.1 可控硅整流装置的控制原理3.1.1 可控硅整流装置的开环控制以三相全控桥为例，可控硅整流装置的输出电压 Ud 与可控硅控制角 之间的关系如下： Ud=1.35Uzlcos 式中：Ud可控硅整流装置输出电压；Uzl整流变压器二次侧线电压；可控硅控制角。由上式可以看出，可控硅整流装置的输出电压与可控硅控制角 有关系。在如图 3.1 中 实际上由控制电压 Uy 决定，即当 Uy 增加时， 增大，则 Ud 减小；当 Uy 减小时， 减小，则 Ud 增大。所以调节 Uy 的大小，可以控制整流装置的输出电压值。这便构成了整流装置的开环控制。图 3.1 开环控制 图 3.2 闭环控制3.1.2 可控硅整流装置的闭环控制整流装置的输出通过调节单元，来控制 Ud 这一过程便构成了可控硅整流装置的闭环控制。如图 3.2 所示。图中的调节单元为整个控制系统的核心，这个调节单元设计的如何，决定着整流装置能否正常工作。16图 3.3 调节单元电路3.1.3 调节单元调节单元的构成及原理如图 3.3 所示。图中 Uvf 为装置 Uif 为装置输出电压或电流反馈信号。当只有电压反馈 Uvf 时，整流装置工作在恒压状态下；当只有电流反馈 UIf 时，装置工作在恒流状态下。R1、R3、R5、C、N 构成了 PI 调节器。PI 调节器输出 Uy 与电压反馈 Uvf 之间的关系为： UvfcRteUy31由式中可以看出，Uvf 决定 Uy，从而决定整流装置的输出电压 Ud，这样就构成了一个自动调节系统。这一调节单元的加入，使整流装置自动工作在恒压或恒流状态。当电网波动或整流装置负载变化而引起整流装置输出电压高于输出整定值时，电压反馈 Uvf 升高，Uy 也升高，则控制角 增大。由整流装置输出电压公式可以看出，Ud 相应减小，控制角 减小，使 Ud 增大，以达到整定值。通过这种自动调节，使整流装置达到稳定电压的目的。整流装置处于恒流工作状态时，其调节过程与恒压状态的调节过程原理相同，这里不再赘述。RP1 为整流装置输出电压或电流值的设置电位器，通过 RP1 的调整，使装置输出一定的电压或电流值。3.2 限流保护限流保护是在整流装置工作在恒压状态下所加入的一种保护措施。当整流装置输出电流超过额定值时，这种保护能使整流装置的输出电压降低，并使装置继续运行，如图 4 所示。17图 3.4 限流保护电路电流反馈信号 Uif 经过运算放大器放大，再经过反相器倒相后，与电压反馈信号 Uvf 通过选通电路相迭加在一起，做为 PI 调节器的输入。这里UIf=R7/R5（R2/R1Uif+R2/R3URP1）运算放大器 N1 与反相器 N2 完成电流反馈信号的放大作用。电路应该这样设计和调整，当整流装置输出电流超出输出电流额定值，即|UIf|URP1|时，保证UIFUvf；当整流装置输出电流低于输出电流额定值即|UIf|时，U=UIF-Uv2当 UIFURP1，则比较器输出为“0”电平，使三极管 V2 截止，此时 Uk 为“1”电平，使整流装置输出电压为 0。钳位二极管 V1 保证系统在出现过流时，比较器输出电位为“0”电平，使整流装置可靠关断。19这种过流保护电路的设计，确保了在整流装置输出正负极短路时，不致于损坏装置中的任何元件。实践证明，这种电路工作极为可靠。限流、过流保护在可控硅整流装置中的完善，使整流装置运行起来更加安全可靠。这种保护措施不仅适用于可控硅整流装置，而且同样适用于开关电源和其它直流稳压装置。20第 4 章 控制保护电路本章讲述了开关稳压电源的保护系统,提出保护系统设计的原则和整机保护的措施，分析了开关稳压电源中的各种保护的特点及其设计方法.直流开关稳压器中所使用的大功率开关器件价格较贵,其控制电路亦比较复杂,另外,开关稳压器的负载一般都是用大量的集成化程度很高的器件安装的电子系统。晶体管和集成器件耐受电、热冲击的能力较差。因而开关稳压器的保护应该兼顾稳压器本身和负载的安全。保护电路的种类很多,这里介绍极性保护、程序保护、过电流保护、过电压保护、欠电压保护以及过热保护等电路。通常选用几种保护方式加以组合,构成完善的保护系统。4.1 极性保护直流开关稳压器的输入一般都是未稳压直流电源。由于操作失误或者意外情况会将其极性接错,将损坏开关稳压电源。极性保护的目的,就是使开关稳压器仅当以正确的极性接上未稳压直流电源时才能工作。利用单向导通的器件可以实现电源的极性保护。最简单的极性保护电路如图 1 所示。由于二极管 D 要流过开关稳压器的输入总电流,因此这种电路应用在小功率的开关稳压器上比较合适。在较大功率的场合,则把极性保护电路作为程序保护中的一个环节,可以省去极性保护所需的大功率二极管,功耗也将减小。为了操作方便,便于识别极性正确与否,在图 4.1 中的二极管之后,接指示灯。图 4.1 极性保护电路4.2 程序保护开关稳压电源的电路比较复杂,基本上可以分为小功率的控制部分和大功率的开关部分。开关晶体管则属大功率，为保护开关晶体管在开启或关断电源时的安全,必须先让调制器、放大器等小功率的控制电路工作。为此,要保证正确的开机程序。开关稳压器的输入端一般接有小电感、大电容的输入滤波器。在开机瞬间,滤波电容器会流过很大的浪涌电流,这个浪涌电流可以为正常输入电流的数倍。这样大的浪涌电流会使普通电源开关的触点或继电器的触点熔化,并使输入保险丝21熔断。另外,浪涌电流也会损害电容器,使之寿命缩短,过早损坏。为此,开机时应该接入一个限流电阻,通过这个限流电阻来对电容器充电。为了不使该限流电阻消耗过多的功率，以致影响开关稳压器的正常工作,而在开机暂态过程结束后，用一个继电器自动短接它,使直流电源直接对开关稳压器供电，如图 4.2 所示（“软启动电路”）。图 4.2 软启动电路开关稳压器的控制电路中的逻辑组件或者运算放大器需用辅助电源供电。为此,辅助电源必须先于 开关电路工作。这可用开机程序控制电路来保证。一般的开机程序是:输 入电源的极性鉴别,电压保护开机程 序电路工作辅助电源工作并通过限流电阻 R 对开关稳压器的输入电容器 C 充电 开关稳压器的调制电路工作，短路限流电阻开关稳压器 稳定工作。在开关稳压器中,刚开机时,因为其输出电容容量大,充到额定输出电压值需要一定时间。在这段时间内,取样放大器输入低的输出电压采样,根据系统闭环调节特性将迫使开关三极管的导通时间加长,这样一来,开关三极管就会在这段期间内趋于连续导通,而容易损坏。为此,要求在开机这一段时间内,开关调制电路输出给开关三极管基极的脉宽调制驱动信号，能保证开关三极管由截止逐渐趋于正常的开关状态，故而要加设开机保护以配合软启动。4.3 过电流保护当出现负载短路、过载或者控制电路失效等意外情况时,会引起流过稳压器中开关三极管的电流过大，使管子功耗增大,发热,若没有过流保护装置,大功率开关三极管就有可能损坏。故而在开关稳压器中过电流保护是常用的。最经济简便的方法是用保险丝。由于晶体管的热容量小,普通保险丝一般不能起到保护作用,常用的是快速熔断保险丝。这种方法具有保护容易的优点，但是,需要根据具体开关三极管的安全工作区要求来选择保险丝的规格。这种过流保护措施的缺点是带来经常更换保险丝的不便。在线性稳压器中常用的限流保护和电流截止保护在开关稳压器中均能应用。但是,根据开关稳压器的特点,这种保护电路的输出不能直接控制开关三极管,而必须使过电流保护的输出转换为脉冲指令,去控制调制器以保护开关三极管。为了实现过电流保护一般均需要用取样电阻串联在电路中,这会影响电源的效率,因22此多用于小功率开关稳压器的场合。而在大功率的开关稳压电源中,考虑到功耗，应尽量避免取样电阻的接入。因此,通常将过电流保护转换为过、欠电压保护。4.4 过电压保护开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。开关稳压器所使用的未稳压直流电源诸如蓄电池和整流器的电压如果过高,使开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此,有必要使用输入过电压保护电路。用晶体管和继电器所组成的保护电路如图 4.3 所示。图 4.3 保护电路在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻 R， 使晶体管 V 导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。其中稳 压管的稳压值 Vz=ESrmaxUBE。输入 电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性 保护鉴别与过电压保护电路。 输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。特别对输出为 5V 的开关稳压器来说,它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。如果在工作时,开关稳压器的开关三极管突然损坏,输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值,瞬时造成很大的损失。常用的方法是晶闸管短路保护。最简单的过电压保护电路如图 4.4 所示。当输出电压过高时,稳压管被击穿,触发晶闸管导通,把输出端短路,造成过电流,通过保险丝或电路保护器将输入切断,保护了负载。这种电路的响应时间相当于晶闸管的开通时间，约为 510s。它的缺点是动作电压是固定的，温度系数大，动作点不稳定。另外，稳压管存在着参数的离散性，型号相同但过电压起动值却各不相同，给调试带来了困难。图 4.5 是改进后的电路。其中 R1、R2 是取样电路，Vz 是基准电压。23图 4.4 过电压保护电路 图 4.5 改进后过电压保护电路本电路的动作电压可变，并且动作点相当稳定。当稳压管为 7V 时，其温度系数和晶体管 V1 的发射结（BE）电压的温度系数可以抵消，能使温度系数降得很低。但是对于输出为 55.5V 的直流开关稳压器来说，其常用的动作电压是 5.56V。那么稳压管电压必在 3.5V 以下，此电压附近的稳压管的温度变化系数是2030mV/。因此,温度变化大的场合保护电路还会发生误动作。采用集成电路电压比较器来检测开关稳压器的输出电压，是目前较为常用的方法，利用比较器的输出状态的改变跟相应的逻辑电路配合，构成过电压保护电路，这种电路既灵敏又稳定。4.5 欠电压保护输出电压低于规定值时，反映了输入直流电源、开关稳压器内部或者输出负载发生了异常。输入直流电源电压下降到规定值之下时，会导致开关稳压器的输出电压跌落，输入电流增大，既危及开关三极管，也危及输入电源。因此，要设欠电压保护。简单的欠电压保护如图 4.6 所示。 当未稳压输入的电压值正常时，稳压管 ZD 击穿，晶体管 V 导通，继电器动作，触点吸合，开关稳压器加电。当输入低于所允许的最低电压值时，稳压管 ZD不通，V 截止，触点跳开，开关稳压器不能工作。开关稳压器内部，由于控制电路失常或者开关三极管失效会使输出电压下降；负载发生短路也会使输出电压下降。特别在升压型或反相升压型的直流开关稳压器中欠电压的保护是跟过电流保护紧密相关的，因而更加重要。实现方法是在开关稳压器的输出端接电压比较器，如图 4.7 所示。 24图 4.6 欠电压保护电路 图 4.7 电压比较器电路正常时，比较器没有输出，一旦电压跌落在允许值之下比较器就翻转，驱动告警电路;同时反馈到开关稳压器的控制电路，使开关三极管截止或切断输入电源。4.6 过热保护开关稳压器的高集成化和轻量小体积，使其单位体积内的功率密度大大提高，电源装置内部的元器件对其工作环境温度的要求也相应提高。否则，会使电路性能变坏，元器件过早失效。因此在大功率开关稳压器中应该设过热保护。 采用温度继电器来检测电源装置内部的温度，当电源装置内部产生过热时，温度继电器就动作，使整机告警电路处于告警状态，实现对电源的过热保护。亦可将温度继电器置于开关三极管的附近，一般大功率管允许的最高管壳温度是75，调节温度整定值为 60。当管壳温度超过允许值后继电器就切断电器，对开关管进行保护。半导体热敏开关器件“热晶闸管”在超温保护方面有重要作用。它可以用作温度指示电路。根据 p 型控制栅热晶闸管(TT102)的特性，由 RT见图 4.8(a)值确定该器件的导通温度，RT 越大，导通温度越低。当将其放置功率开关三极管附近，或在电源装置内时，它就能起到温度指示作用。当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时，热晶闸管就导通，使发光二极管发亮告警。倘若配合光电耦合器，就可使整机告警电路动作，保护开关稳压器。它亦可以象图 4.8(b)那样用作功率晶体管的过热保护，晶体开关管的基极电流被 n控制栅型热晶闸管 TT201 旁路，开关管截止，切断集电极电流,防止过热。25图 4.8 过热保护电路4.7 小结以上分别讨论了在开关稳压器中的各种保护方式,并介绍了一些具体实现的方法。对一个给定的开关稳压电源来说，还应从整机保护方面考虑以下几点：1) 把开关稳压器中所应用的开关三极管限制在直流安全工作区域之内工作。对于选定的开关三极管,由晶体管手册可查得其直流安全工作区。根据集电极电流的最大值来确定输入过电流的保护值。但是,这个瞬时最大值应转换为电流的平均值。在额定输出电流与输出电压的条件下,开关管的动态负载线不超过直流安全工作区的最大输入电压,就是输入过电压保护的电压值。2) 把开关稳压器的输出限制在所给定的技术指标之内。在所要求的工作温度范围内,开关稳压器的输出电压的上、下限就是输出过、欠电压保护的电压值。过电流保护则可根据最大输出电流来确定。为了不误告警,保护值应适当留一定的余量。3) 由以上两点确定保护方式之后,再根据电源装置的需要来确定告警措施。一般告警措施有声警和光警两种。声警适用于整机比较复杂、电源部分又装在不显眼的地方,它可以给工作人员以有效的故障告警;光警可以醒目地指示故障告警并指出故障发生的部位和类型。保护措施要视所保护的部位来确定。在大功率,多路电源的场合,总是用交、直流断路器,高灵敏继电器等构成自动保护措施,切断电源的输入使系统停止工作,免受损害。通过逻辑控制电路使相应的开关三极管截止的方案显得既灵敏方便又经济这样可以省去体积大,响应时间长,价格贵的大功率继电器或断路器。4) 电源中加设了保护电路之后会影响系统的可靠性，为此要求保护电路本身的可靠性要高，以提高整个电源系统的可靠性，进而提高电源本身的 MTBF。这就要求保护的逻辑严密,电路简单、元器件最少，除此而外还要考虑到保护电路本身出故障时维修难度和其所保护的电源损坏程度。所以必须全面系统地考虑开关电源各种保护措施，确保开关电源的正常工作和高效率与高可靠性。26第 5 章 实用电路举例分析与设计5.1 概述运用开关变换技术，人们既可以做成一台台独立的电源，用在实验室或系统之中；也可以做成电源组件，装在计算机、电视机、传真机或打印机等设备之中。5.2 半桥式 PC 兼容机电源电路（电路原理图见附录 2）IBM - PC 机和它的兼容机的电源电路很多，图 5.1