开关电源设计

1 电源需求 1 电源输入 24V DC 2 电源电压输出范围 3v 60 0v 步进0 1v 准确度0 2v 3 功率需求 Imax 0 8A 3V 6V Imax 200mA 6V 25V Imax 80mA 25V 60V 4 电流测量 准确度1mA 5 纹波 1 V 100mVp p 典型值 6 效率 75 典型值 7 线性调整率 0 5 8 负载调整率 5 9 温度系数 0 03 10 输出过载保护 105 150 11 输出过压保护 115 150 2 方案 电源分为两个档位设计 3V 6V 为一档 剩下的6V 60V 一档 3V 6V 档可 采用 BUCK 降压电路 6V 60V 档采用 SEPIC 升降压电路 如图所示 Uin1 24V Uin2 24V PWM控制器1 STM32DA PWM控制器2 BUCK SEPIC 负载 电压电流 检测 基准 2 12 1 PWM 产生 采用 TL5001 PWM 控制芯片 该芯片在 COMP 端口输入电压为0 7 1 3V 变动时 输出 PWM 波形占空比0 100 可调 本设计占空比可调范围为12 72 输出频率 40 400KHz 可调 输出波形稳定可靠 并且控制十分方便 自带短路保护 功耗也很 小 PWM 调节的电压可用 DA 输出来获得 根据需求 这里需要一个12位的 DA DAC7551 DA 的参考电压为1 25V REF3112 经计算理论调节精度可达0 05V 由上可知 DA 输出0 76V 1 12V 即可调节输出电压3V 60V 计算可知 DA 每变 化600uV 对应输出0 1V 的变化 而 DA 的1bit 对应300uV 所以满足要求 2 22 2 3V 6V 档档 2 2 12 2 1 DC DC 变换器稳压 3V 6V 档为纯降压模式 可采用 BUCK 降压电路 其输出电压 Uout 与输入 电压 Uin 的关系为 Vout Vin 其中 为 PWM 波形的占空比 该设计中通过 TL5001与高侧驱动器 IR2101来驱动场管的栅极与源极之间的电压 从而控制电路的开 断状态 单片机实时采集输出电压 调节 TL5001输出占空比 从而实现3V 6V 输出 2 2 22 2 2 占空比 Dmin 3 24 0 125 Dmax 6 24 0 25 2 2 32 2 3 Buck 电路的电感值计算 L RC tiL tuL d U tiC 0 tu 开关频率对 DC DC 电路变换的效率影响非常大 如果太高 可以使充电 s f s f 电感和滤波电容体积减小 但是充电电感的涡流损耗 磁滞损耗及其其他元件的参数 的影响加大造成的其他元件损耗加大 如果太低 充电电感 滤波电容的体积太大 s f 在保证充电电感量的前提下 线圈匝数越多 铜损耗越大 电感电压为 0 tuUtu dL 电感电压等于 电感电压方程为 0 UUd dt tdi Ltu L L 由上式可以解得电感电流波形的斜率 L UU L tu dt tdi dLL0 可以通过选择合适的电感值来得到所希望的电流纹波 L i 进一步转化得到 s L d DT i UU L 2 0 max maxmax 2 1 Ikf DDU L s i 其中为 Buck 电路最大占空比 为开关管的开关频率 max D 1 0 05 0 ks f 为最大输出电流 为输入电压 经计算 本设计中电感值选取为 L 150uH max I i U 电感上的纹波电流 0 25A L i 有效电流 ILrms Io 0 8A max 峰值电流 ILpeak 0 92A max 2 2 42 2 4 输入电容 经计算 Cin 30uF 2 2 52 2 5 输出电容 经计算 Cin 60uF 2 2 62 2 6 Buck 电路的输出二极管 反向电压 VD VIN 峰值电流 IDpeak 0 92A max 可选用 1N5822 肖特基二极管 2 32 3 6V 60V 档 2 3 12 3 1 方案实现方案实现 占空比 频率的考虑 占空比 频率的考虑 SEPIC转换器的占空比计算如下 是输出二极管的正向压降 DOUTIN DOUT VVV VV D D V 最大占空比为 DOUTIN DOUT VVV VV D max max max 假定 0 5V 21 3 D V min D 71 6 max D 电感的选择电感的选择 电路中的两个独立电感可以可以绕在同一个铁芯上 若使用一个耦合电感 其电感值 仅为独立电感的一半 总铁芯损耗也随之降低 于是效率提高 并且相对使用两个电感的 成本更低 Coilcraft MSS1278系列 和Coiltronics DRQ74 127系列 的耦合电感均是较 好的现货产品 缺点是并不是所有电感值都能在耦合电感中找到 非耦合电感可为设计人 员带来更大的灵活性若想实施低功耗设计 确定电感的一个较好规则就是 在最小输入电压时使纹波电流峰峰值大约等于最大输 入电流的40 在数值相同的电感L1和L2中流动的纹波电流由下面公式算出 40 40 max IN OUT OUTINL V V III 取 0 1A 则 0 1A OUT I L I 电感值计算如下 max21 22 D fI VL LL SWL IN 是开关频率 假定取100KHz 则 840uH SW f 21 LL 为了确保电感不会达到饱和 电感的峰值电流应满足 2 1 1 IN OUT OUTpeakL V V II 2 1 2 OUTpeakL II 功率功率MOSFET选择选择 决定MOSFET选择的参数有 最小阈值电压 导通电阻 栅漏电荷和最大漏源电压 根据栅极驱动电压 选择逻辑电平或者亚逻辑电平阈值的MOSFET 峰值开关电压等于 Vin Vout 峰值开关电流由下式给出 2 1 peakLpeakLpeakQ III 流经开关的平均电流 RMS 由下式给出 min min IN OUTINOUT OUTRMSQ V VVV II 可选用IRF530 其VDS可达100V RDS on 大约90m 电流可达17A 价格便宜 输出二极管的选择输出二极管的选择 输出二极管用来处理峰值电流和逆向电压 在SEPIC转换器中 二极管峰值电流等于 开关峰值电流 二极管必须承受的最小峰值反向电压为 peakQ I VoutVinVRD 1 二极管平均电流等于输出电流 二极管的功率等于输出电流与二极管正向压降的乘积 选用肖特基二极管可使效率损耗降到最低 SEPIC耦合电容的选择耦合电容的选择 电容C1的选择取决于RMS电流 由下式给出 0 2A min 1 IN OUT OUTRMSC V V II 电容必须能够承受跟输出功率有关的大有效电流 这种特性使SEPIC特别适用于流过 电容的有效电流 跟电容技术有关 相对较小的小功率应用 SEPIC电容的电压额定值必 须大于最大输入电压 钽电容和陶瓷电容是首选 C1上的纹波电压峰峰值为 0 2V SW OUT C fC DI V 1 max 1 满足RMS电流条件的电容上通常会产生较小的纹波电压 因此 峰值电压一般会接近 输入电压 选择一个10uF的陶瓷电容 C3216X5R1E106KT 输出电容的选择输出电容的选择 在SEPIC转换器中 当功率开关Q开启时 对电感进行充电 输出电流由输出电容提供 最 终 可在输出电容上见到较大的纹波电流 因而选择的输出电容必须能够处理最大的RMS 电流 在输出电容中的RMS电流是 min IN OUT OUTRMSCout V V II 等效电阻ESR 2 1 5 0 peakLpeakL ripple II V ESR 容值COUT SWripple OUT OUT fV I C 5 0 输出电容必须满足有效电流 ESR和容量的需求 在表面贴装应用中 建议在输出端采用 钽电容 聚合物电解电容和聚合物钽电容或者多层陶瓷电容 输入电容的选择输入电容的选择 SEPIC的输入端有个电感 因此输入电流的波形是连续的三角形形状 电感保证输入 电容上仅有很低的纹波电流 输入电容的有效电流这样计算 12 L RMSCIN I I 输入电容必须能够承受有效电流 在SEPIC应用中虽然对输入电容的要求不是很严格 但 是用10uF或者更大的电容可以使电路免受输入电源内阻的影响 2 42 4 MOSFET驱动设计驱动设计 MOSFET完全导通时 VGS在10V左右 一般不能超过20V 驱动应具备以下特性 1 快速传播延迟 2 快速上升和下降时间 3 具足够的驱动电流 如IR2101的典型应用图 假定驱动电压VCC取15V 则还需要一个降压电路 将24V降至15V以供驱动电路使用 由 于驱动电路的电流相对较小 所以可以考虑使用线性稳压器件如LM7815来降压 此电压也 可用于检测电路的运放供电 2 52 5 档位切换 档位切换 通过继电器选择DA输出电压控制的驱动电路 HIN管脚控制BUCK电路 LIN控制 SEPIC电路 2 62 6 电压采样及反馈调节回路设计电压采样及反馈调节回路设计 为了使电压稳定输出 必须实时调节PWM占空比 在电压输出端 采用电阻分压将电 压降到合适的范围内 然后供AD采样 可以分为两个测量档位 3V 30V与30V 60V 分 压比分别为1 10 1 20 选用低温漂电阻 PWM的调节可以通过一套算法来实现 比如 PID算法 好的算法可以有效的降低输出纹波 用单片机内部自带12位AD进行采样 输出 为60V时 理论采样精度可达0