LTE多天线技术背景研究

第 1 页 共 97 页 多天线技术背景研究报告多天线技术背景研究报告 第 2 页 共 97 页 目目 录录 1 引言引言 6 1 1 编写目的 6 1 2 预期读者和阅读建议 6 1 3 文档约定 6 1 4 参考资料 6 1 5 缩写术语 10 2 多天线技术技术概述多天线技术技术概述 11 2 1 多天线技术研究背景 11 2 2 多天线技术基本原理 11 多天线技术设计需要考虑的因素 13 2 4 本文结构 14 3 MIMO 信道模型及容量分析信道模型及容量分析 15 3 1 MIMO 非相关信道模型 15 3 2 MIMO 系统容量 16 3 2 1 确定信道系数下的 MIMO 系统容量 16 3 2 2 随机信道系数下的 MIMO 系统容量 19 3 3 MIMO 相关信道模型 21 3 3 1 相关性模型 21 3 3 2 MIMO 相关衰落信道模型 21 3 3 3 信道参数对相关 MIMO 模型的影响 23 4 空间分集空间分集 27 4 1 空间分集概述 27 4 2 空时频编码 27 4 2 1 Alamouti 编码 27 4 2 2 空时频编码 31 4 2 3 空时 频编码性能分析 32 4 3 循环延时分集 35 4 3 1 循环时延分集原理 36 4 3 2 自适应循环时延分集 ACDD 37 4 3 3 CDD 与其它技术的结合 40 4 3 4 循环时延分集技术总结 43 4 4 天线切换技术分集 ASTD 43 4 4 1 天线切换在小区搜索方面的应用 43 天线切换技术在上行链路的应用 47 4 4 3 天线切换技术总结 51 4 5 传输分集技术比较与总结 51 4 5 1 分集技术性能比较 52 4 5 2 载波分配对分集技术性能影响 53 4 5 3 信道估计对分集技术性能的影响 54 4 5 4 速度和 TTI 长度对分集技术性能的影响 55 4 5 5 分集方案的复杂度比较 57 第 3 页 共 97 页 5 Beamforming 59 5 1 BF 的基本原理及性能分析 59 5 1 1 基于 DoA 的波束成型 59 5 1 2 基于预编码的波束成型 60 5 1 3 BF 与 MIMO 的结合方案 61 5 1 4 波束成型优缺点比较 61 5 2 BF 的专用参考信号 62 5 2 1 专用参考信号的性能分析 62 5 2 2 专用参考信号的设计 67 6 空间复用 空间复用 Spatial Multiplexing 70 6 1 空间复用原理 70 6 2 基于预先编码的空间复用 71 6 3 MSW 72 6 4 SM 与 CDD 结合使用 73 6 5 SU MIMO VS MU MIMO 75 6 5 1 PU2RC 77 6 5 2 ZF BF 81 6 5 3 PU2RC 与 ZF BF 的性能比较 82 6 6 空间复用的检测算法 83 6 6 1 最优解码器 最大似然检测 83 6 6 2 线性检测算法 83 6 6 3 干扰取消算法 BLAST 84 7 36 211 协议中多天线技术协议中多天线技术 87 7 1 单天线传输 87 7 2 空间复用 88 7 3 传输分集 92 7 4 波束赋形 95 总结与展望总结与展望 96 8 1 总结 96 8 2 展望 96 图 3 1 MIMO 信道模型框图 16 图 3 2 等价 MIMO 信道模型 nT nR 18 图 3 3 等价 MIMO 信道模型 nTnR 图 3 3 等价 MIMO 信道模型 nT100ms Long er term 100ms Short term 2于 eNodeB RF 校准 需要不需要不需要 增益阵列增益 波束成型增益 阵列增益 波束成型增益 阵列增益 分集增益 适合的传播环境视距或者小角 度开展 AS 小角度开展 AS 当 AS 变大时 增益变小 无限制 参考信号 RS 专用的波束成型导频 公用导频 天线特殊导频 公用导频 天线特殊导频 公用导频 天线特殊导频 终端速度对 性能的影响 较小较小速度变大时性能下降 LTE 通信系统的帧结构分为 FDD 和 TDD 两种模式 在 FDD 帧结构中 上下行通信分 别占用不同的带宽 所以上下行链路的衰落典型不相关 适合使用基于码书的波束成型方法 移动终端 UE 进行信道估计 然后把信道状态信息及相应的权值通过上行信令反馈给基站 通过这种方法 Node B 可以根据下行链路的信道状态信息从码书中选择合适的预先编码矩阵 但是该方法具有闭环方式的一些缺点 首先必须使用一些上行资源去传输信道状态信息和波 束权值和下行资源传输导频 所以频谱效率大大减小 其次 由于反馈时延 反馈错误和反 馈量的限制 将会导致 BF 的权值的错误 影响系统的稳定值 最后 反馈将会使系统更加 复杂 增加 UE 的复杂度 在 TDD 帧结构中 上下行链路占用相同的频带但在不同的时隙中 所以上下行链路的衰落高度相关 此时 适合使用基于 DoA 的波束成型方法 基站可以通过 上行链路的数据测定下行链路的瞬间信道信息 因此不需要传输不同天线上的导频和避免信 道状态信息的反馈 这会减小系统的复杂度 提高频谱的使用效率 5 2 BF 的专用参考信号的专用参考信号 目前 LTE 中已经支持一个天线端口 p 5 的专用的参考信号 可以进行单流的波束赋形 为了获得波束赋形增益需要使用较多的天线单元 但目前 LTE 通信系统仅仅考虑支持使用 4 个公共导频信号 无法支持在超过 4 根天线单元的天线阵列上使用波束赋形 所以为了支 持 BF 下行需要使用专用参考信号 使用下行专用参考信号的具有如下优点 45 1 需要更少的正交公共导频信号 2 简化接收机处理 3 更容易支持多根发送天线 4 TDD 系统不需要向 NodeB 反馈天线权值 5 支持任何类型的 BF 操作 5 2 1专用参考信号的性能分析专用参考信号的性能分析 文献 46 从 LTE TDD 系统的 3 个方面分析了专用参考信号的性能 分别为 TDD 特性 参考信号开销和性能方面 下面分别从这三个方面对专用参考信号进行阐述 5 2 1 1TDD 特性 对于 FDD 系统 整个系统带宽内的每一个下行子帧都需要发送公用参考信号 便于在 EUTRA 系统中进行快速频率调度 然而在 TDD 系统中 公用参考信号不能这样发送 47 在 LTE TDD 系统 每一对切换点中有多个时隙 Timeslot 图 5 5 为 EUTRA TDD 的 5ms 无线 帧结构的资源分配 第 65 页 共 97 页 TS0TS1TS2TS3TS4TS5TS6TS0 GPDwPTSUpPTS radio subframe 5ms 图 5 5 5ms 无线子帧资源分配 TDD 系统 46 表示上行链路 表示下行链路 假设下行公共参考信号在整个系统带宽内的所有时隙中发送出去 比如TS4 TS5 TS6 和 TS0 属于下一个 5ms 无线子帧 虽然 UE 能够在某一时隙 比如 TS5 从下行参考信号中获得 下行链路信道状态信息 但是此刻没有上行时隙 TS5 最近的上行时隙为下一个无线子帧的 TS1 所以 UE 也不能及时将 DL CQI 反馈给 NodeB 这就是 TDD特性特性 47 因此 我们提议 DL 公共参考信号不能在每个下行 DL 时隙中发送 需要使用专用参考信号 文献 47 基于 LTE TDD 系统设计了一种参考信号的方案 公共参考信号在一对 UL DL 子帧切换点之间的 连续 DL 时隙中的一个时隙进行传输 比如 TS4 而对于其它的 DL 时隙 只需要发送专用参 考信号用来 DL 数据联合解调和检测 其中专用参考信号是基于特定 UE 的 所以可以通过 多种方式进行发送 这种专用参考信号和公共参考信号相结合的方案具有如下特点 47 1 UE 只需要在连续 DL 时隙中的一个时隙测量信道状态信息 所以可以降低 UE 复杂 度和减小功耗 2 DL 公共参考信号只在其中一个时隙发送出去而基于 UE 的专用参考信号可以在其它 下行时隙发送出去 这样就会减少对其它小区的干扰 5 2 1 2参考信号开销 在发射端支持 BF 参考信号的结构有两种 称为方法 A 和方法 B 方法 A 基于公共参考信号 该方法中 每一根天线需要发送独立的正交参考信号 以便 UE 进行信道估计 根据接收的正交参考信号 UE 对每根天线进行信道估计 然后结合 BF 权值对数据进行解调 同时在接收端通过估计的信道计算对每一根天线的权值 然后通过上 行控制信道反馈给 Node B Node B 以反馈的权值为依据 调整下一时刻的传输参数 在方案 A 中 使用的是 CRS 的结构 但是也需要专用的参考信号或额外的控制信令告知 BF 权值 方法 B 基于专用参考信号和 TDD 系统的特性 基于 TDD 系统的上下行信道对称性 下 行波束权值可以直接通过上行参考信号估算得到 所以 NodeB 进行下行 BF 时 没必要为每 根天线发送独立的正交参考信号 但是所有的传输天线必须使用相同波束成型的专用参考信 号 R1 061274 UE 不需要知道 NodeB 发射天线的数目 所以接收数据被看着从单天线传输的一 样 在方案 B 中 当 PRB 进行波束赋型的时候 每个 PRB 的倒数第三个 OFDM 符号位置的 CRS 可以去掉 第一个 OFDM 符号位置的 CRS 需要保留 用来解调控制信令和估算 CQI DRS 插在第二个 OFDM 符号和倒数第三个 OFDM 符号的位置 另外参考信号结构可 以采用 5 2 1 1DRS 和 CRS 相结合的方案 不需在每个时隙中传输下行 CRS 这样会大大减 小参考信号的开销 所以每一帧中含有两种不同的时隙 一种时隙同时包含 DRS 和 CRS 如图 5 6 a c 所示 另一种时隙仅仅只含有 DRS 如图 5 6 d 第 66 页 共 97 页 0 675 ms PRB n used for beam forming T1 Common pilots for Tx Ant 1 ARDedicated pilotsDData T1DDDDDT1DDDDD ARDDDDDARDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDARDDDDDARDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD T1DDDDDT1DDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDT1DDDDDT1DD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD PRB n 1 used for 1 Tx OL tramsmission a 1 TX DRS 和 CRS 相结合的时隙 0 675 ms PRB n used for beam forming T1 Common pilots for Tx Ant 1 ARDedicated pilotsDData T1DDT2DDT1DDT2DD ARDDDDDARDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDARDDDDDARDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD T1DDT2DDT1DDT2DD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD T2DDT1DDT2DDT1DD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD PRB n 1 used for 2 Tx OL MIMO T2 Common pilots for Tx Ant 2 b 2 TX DRS 和 CRS 相结合的时隙 0 675 ms PRB n used for beam forming T1 Common pilots for Tx Ant 1 ARDedicated pilotsDData T1T3T4T2DDT1T3T4T2DD ARDDDDDARDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDARDDDDDARDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD T1T3T4T2DDT1T3T4T2DD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD T2DDT1T3T4T2DDT1T3T4 DDDDDDDDDDDD DDDDDDDDDDDD PRB n 1 used for 4 Tx OL MIMO T2 Common pilots for Tx Ant 2 T3 Common pilots for Tx Ant 3 T4 Common pilots for Tx Ant 4 c 4 Tx DRS 和 CRS 相结合的时隙 第 67 页 共 97 页 D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D D 0 675ms AR1 Dedicated pilot for steam1 AR1 AR1 AR1 AR1 PRB d 仅含有 DRS 的时隙 图 5 6 专用参考信号结构 不是最终结构 只是提议 为了说明 DRS 的特性 假设每个数据流中同一 OFDM 符号的 DRS 在频域的间隔是 6 个子载波 则参考符号的 开销如表 5 2 所示 表中的百分比为每个 PRB 中的参考信号符号与总的符号之比值 其中控 制信令的开销也考虑在内了 由表 5 2 得知 当发射天线等于 1 时 两种波束成型的方法的 参考信令开销是一样的 当天线数目大于 1 时 方法 B 的参考信号开销比方法 A 的参考信号 开销要小 而且随着天线数目的增加 这种差别将变得越来越明显 所以 从参考信号和控制信令的开销方面来考虑 我们完全有理由使用专用参考信号去 完成 EUTRA TDD 的自适应波束成型 提高系统的频谱效率 表 5 2 BF 的下行参考信号开销 48 方法 A方法 B 1 TX3 70 5 56 2 TX7 41 7 41 参考信号开销 4 TX14 81 11 11 上行控制信令RequiredNot Required 下行控制信令RequiredNot Required 当发射天线为 1 时 基于码书的波束成型并不是真正的波束成型 这里的 RS 开销只 是为了比较 5 2 1 3性能损失 当 BF 使用专用参考信号时 不能在整个带宽内将参考信号进行频域平均 将会导致通 信系统性能的损失 本小节通过仿真说明由专用参考信号带来的性能损失 在仿真中 使用的是 MMSE 信道估计的方法而且每个用户分配了两个 PRB 调制方案 分别为 16QAM 和 64QAM 对专用的导频信号 其功率比其它信号功率提升了 3dB 仿真结果如图 5 7 和图 5 8 所示 第 68 页 共 97 页 图 5 7 公共参考信号和专用参考信号的性能比较 16QAM 46 图 5 8 公共参考信号和专用参考信号的性能比较 64QAM 46 由图 5 7 和图 5 8 可知 由于专用参考信号而导致的 BLER 性能损失非常有限 当 BLER 为 0 01 和调制方案为 16QAM 时 性能损失只有 0 2dB 假如分配给每一个用户的 PRB 增多时 这种由专用参考信号带来的损失将会减小 从以上三个方面来看 我们可以得到如下结论 1 TDD 特性 DL 公共参考信号在其中一个时隙发送而专用参考信号可以在其他下行时隙发送出 去 这样就会减少对其它小区的干扰 2 参考信号开销 第 69 页 共 97 页 使用专用的参考信号可以减小参考信号的开销 3 性能损失 由于专用参考信号而导致的 BLER 性能损失非常有限 所以 在所以 在EUTRA TDD系统中 我们推荐采用专用参考信号的波束成型 系统中 我们推荐采用专用参考信号的波束成型 5 2 2 专用参考信号的设计专用参考信号的设计 有关专用参考信号结构设计详见预编码技术研究报告 3 1 2 当使用波束成型的时候 需要考虑专用参考信号的设计 本小节将介绍下行专用参考信号的 设计和结构 CATT ZTE 等公司为 LTE TDD 系统设计了专用参考信号的结构 48 54 NTT DoCoMo 也在文献 49 讨论了专用导频的设计 但是这些方案最终没有被采用 专用参考信号在 天线端口 5 上传输 UE 将被高层告知是否存在终端专用参考信号以及是否有一个有效的相位参 考 如果 UE 确定存在 UE 专用参考信号并且是有效的 PDSCH 解调相位参考 UE 可以忽略任何 在天线端口 2 和 3 上的信息传输 终端专用参考信号仅仅在 PDSCH 对应的资源块中传输 在设计专用参考信号需要从如下方面进行考虑 1 专用参考信号对公共参考信号的影响 2 DRS 性能和开销 3 小区边缘用户的通信质量 4 对 Distributed Channel Transmissions 的影响 不同的公司都提出了不同的方案 这里选取最有代表性的两家公司 Motorola 和 CATT 的 专用参考信号结构提案 其实最后的结论也是根据这两家公司的提案而定的 Motorola 提出 了一系列的专用参考信号结构 它们每个子帧的专用参考信号密度分别为 6 8 12 15 16 参考 信号均匀地分布在时频域上 图 5 9 为参考信号密度为 12 的 DRS 结构 其它的可参见文献 10 CATT 提出了专用参考信号的频域间隔分别为每 3 4 6 个子载波 时域密度分别为 3 4 列 的结构 图 5 10 所示 11 后来经过链路级仿真和综合考虑 一致同意 Normal CP 的专用参考 专用参考 信号信号结构如图 5 11 所示 每个 Subframe 中时域 4 列 频域密度为 4 频域隔几个子载波 共 12 个专用参考符号 基于此参考信号结构的原因 总结如下 1 DRS 没有占据 CRS 的位置 所以对 CRS 的影响可以降至到最小 2 DRS 与 CRS 有相似的结构 允许 UE 在 CRS 与 DRS 之间复用相同的信道估计函数 3 与其它提案比较起来 最后论证此结构性能最优 4 DRS 密度适中 可以达到性能和参考信号开销均衡 特别是小区边缘的用户 5 它使得 DRS 在一个时隙当中均匀分布 这将有利于分布式传输 Extended CP 的专用参考信号结构如图 5 12 所示 每个 Subframe 中时域 3 列 频域密度 为 3 共 12 个专用参考符号 1 和 Normal CP 的结构很相似 方便 UE 端的实现 2 DRS 开销适中 3 不论信噪比是高还是低 都能保证获得较可靠的系统同性性能 10 Motorola 最终采用了每个 sub frame 12 个 DRS 11 CATT 最终采用了频域子载波间隔为 6 时域每 Sub frame 4 列专用参考符号的结构 第 70 页 共 97 页 4 与公共参考信号位置不发生冲突 减小对 CRS 的影响 图 5 9 DRS Symbol Patterns for 12 Symbols per Subframe 71 0 R 0 R Slot iSlot i 1 d R d R d R d R 0 R 0 R Frequence data d R d R d R d R Structure B Sub band j Sub band k 第 71 页 共 97 页 图 5 10 UE specific RS Structure B12 72 RS Port 1 DRS RS Port 0 12 RS per RB pair Time Freq 图 5 11 DRS pattern with 12 DRS per RB pair Normal CP 73 RS Port 0 RS Port 1 DRS Control time freq 图 5 12 DRS pattern with 12 DRS per RB pair Extended CP 74 12 频域专用参考符号不在同一 Subfame 内 主要是为了取得频率分集 但是增加了复杂度 第 72 页 共 97 页 6空间复用 空间复用 Spatial Multiplexing 在散射丰富的环境中 同时经由不同天线传输相互独立的数据流 可以成倍提高系统容 量 即在不增加系统带宽的前提下 成倍提高系统传输速率 提高频谱利用率 从数据速率 的角度考虑 最佳的 MIMO 通信类型是空间复用 SM LTE 中空间复用具有如下的特征 采用预编码技术 即闭环的空间复用 多码字传输 与 CDD 结合使用 支持 SU MIMO 和 MU MIMO 6 1 空间复用原理空间复用原理 空间复用的原理如图 6 1 所示 输入的高速数据流被分为 NT个独立的数据流 然后通 过无线信号直接发射出去 假如在接收侧能将数据流进行正确解码 则频谱效率提高了 NT 倍 较之于空时编码 这种性能上的提高是很可观的 SM 的数学表达式模型和空时编码相 似 6 1 nHxy 其中 y 为 NR 1 的接收信号 信道矩阵 H 为 NR NT 发射向量 x 为 NT 1 和噪声为 NR 1 另外发送矢量信号除以 NT 所以每个符号的平均能量为 T x N 一般 我们假设信道和噪声矢量是独立同分布的复高斯变量 均值为零 方差分别记为 和 利用线性代数的基本知识可知 要对NT个数据流进行解码 信道矩阵H必须I H 2 I I 2 至少存在NT个非零的特征值 55 即rank H NT 如果信道系数H高度相关 矩阵求逆将变得 非常困难 此矩阵被认为是病态的 在此技术中 由于H 矩阵为 病态矩阵 所以当所计 算的信道系数值y的测量值发生微小变化时 x的计算过程都会对此非常敏感 因此 系统中的 任何噪声都可能对x的恢复产生严重影响 S PP S Bits In Bits Out xyH NTNR 图 6 1 空间复用原理图 空间复用主要应用场景如下 第 73 页 共 97 页 当 SNR 较大时 空间复用是最佳的 此时的系统容量 最大数据速率 为 SNR log 1N min N RT 当信噪比 SNR 较小时 使容量最大的策略是使用预先编码发送单数据流 尽管数据速率 较之于高信噪比时小了很多 但是容量仍然随着 min NR NT 线性递增 与空时编码相比较 上述两种方案在容量方面都有很大的性能提高 因为空时编码的信 道容量最佳时随着 NR对数增长 但是当信道相关性比较大和信道矩阵的特征值较低时 SM 方案的误码率性能将会大大提高 6 2 基于预先编码的空间复用基于预先编码的空间复用 在空间复用系统中 发射机通过获知信道状态信息而获得的增益是非常可观的 所以我 们考虑需要考虑闭环 的空间复用系统 即基于预先编码的空间复用 多个发送的数据流在 发送之前进行预编码 pre coding 操作 从而将天线域的处理转化为 Beam 域的处理 此时 针对 Beam 域处理 可以将预编码操作看作信道的一部分 从而与真实信道合并在一起构成 等效的信道矩阵 基于预编码的空间复用顾名思义是将 NT NL13的预先编码矩阵应用在发射 侧 如图 6 2 所示 一般情况下 NL小于或者等于 NT 即对 NL个信号进行空间复用 然后 在 NT根天线上发送出去 值得注意的是 基于预先编码的 BF 其实是基于预先编码的空间复 用的一般形式 因为基于预先编码的空间复用的预先编码矢量为 NT NL 而基于预先编码的 BF 预先编码矢量是 NT 1 为了说明预先编码能够增强空间复用信号在接收端是如何分离的 最常用的是奇异值分 解算法 SVD 该算法直接对信道矩阵 H 进行奇异值分解 得到 6 2 UDVH 其中 U 和 V 为酉矩阵 D 为特征值的对角阵 如图 6 2 示 接收端根据导频信号对信道进行估计得到信道矩阵 H 然后将 H 进行分解 并把 U 和 V 提取出来 在接收侧将接收信号乘以 U 而在发射端将发射信号乘以反馈的信息 V 经过上述处理后 得到判决向量为 b 6 3 nUDb nVbUDVU nHxU yUb 因为 D 为对角阵 所以在没有进行矩阵求逆和非线性处理的情况下 判决信号去掉了空 间干扰 因为 U 是酉矩阵 则 U n 和 n 的方差是相同的 所以奇异值分解的方法不象开环 SM 一样导致噪声的增强 所以该算法表明闭环 MIMO 的性能和 ML 检测的开环 MIMO 的性 能一样 但是复杂度低得多 13 NL min NT NR 第 74 页 共 97 页 S PVU H UDV bx Vby Hx z U y NLNT NR 图 6 2 空间复用的 SVD 分解结构图 基于预先编码的空间复用有两个目的 当被空间复用的信号数目等于发送天线数目时 NL NT 预编码可以用来对多个并 行传输进行正交化 从而增加在接收端的信号隔离度 当被空间复用的信号数目小于发送天线数目时 NL NT 预编码还提供将 NL个空 间复用信号映射到 NT个传输天线上的作用 通过提供空间复用和波束赋形增益 实际情况中 因为预先编码矩阵不能完美地匹配信道矩阵 空间复用的信号中将会引入 干扰 另外为了确定预编码矩阵 V 需要对信道进行估计 得到信道矩阵 H 与基于预编码 的 BF 一样 比较普遍的方法是在根据信道矩阵设计合适的码书集合 接收机然后把选择的 码书信息反馈给发射机 有关于预编码的码书设计与反馈将在下一个报告中进行详细的研究 6 3 MSW 如图 6 3 所示 所谓多码字传输即复用到多根天线上的数据流可以独立进行信道编码和 调制 而单码字传输是一个数据流进行信道编码和调制之后再复用到多根天线上 多码字传 输可以使用每个码字的传输速率控制以及 SIC 接收处理 a 单码字 b 多码字 第 75 页 共 97 页 图 6 3 SCW 和 MCW 原理框图 LTE 支持最大的码字数目为 2 关于 LTE 系统中使用几个码字的问题 在 45 次会议进行了激烈的讨论 关于码字的观 点 各大公司得到两种不同的结论 不管 NodeB 的发射天线为 1 2 还是 4 都使用单码字 NodeB 配置两根发射天线时 使用多码字 码字数目为 2 当配置 4 根天线时 使用 4 个码字 然而在 RAN1 46 次会议有关 LTE MIMO 的讨论中 大会确定 在 MIMO E UTRA 下行 链路中采用多码字方案 但是有关最大码字的数目仍然成为一个开放的问题 需要进一步 讨论 最后在 46bis 会议中决定了最大码字的数目为 2 其中有 14 家公司支持最大码字数目 为 2 而只有 2 家公司支持码字数目为 4 主要是基于以下原因考虑 68 69 1 仿真 BER 性能显示 使用 MMSE 接收机时 2 个码字和 4 个码字的性能比较相似 虽然 4 码字时性能更好些 2 文献 67 中表明 较之于 4 码字方案 使用 2 码字需要较少的上行反馈信令开销 所以 2 码字方案需要更少的 UL 反馈开销 3 每一个码字需要一个独立的传输模式指示器 Transport Format Indicator 指示使用的 调制与编码方案等信息 所以从高层信令开销的角度考虑 我们更喜欢使用 2 码字 4 从复杂度方面考虑 使用 2 码字可以降低 UE 和 NodeB 的复杂度 更易于实现 6 4 SM 与与 CDD 结合使用结合使用 空间复用与 CDD 结合有两种方式 比如大时延大时延 CDD 和小时延小时延 CDD 分别可以获得发发 送分集增益送分集增益和频率调度增益频率调度增益 图 6 4 说明了不同时延的 CDD 结合 SM 带来的性能影响 我们假设信道为平坦衰落 发送端的两个码字有不同的 SINR 通过 CDD 的时延之后 接收 机端不同码字的 SINR 如图 6 4 右侧所示 当时延较大时可以把空间分集转化为频率分集 因此每一个码字具有频率增益 虽然给 CW1 带来了性能损失 但是改善了 CW2 的特性 因 此当时延值较大时 适合高速移动的 UE 克服多普勒扩展 当时延值较小时 在特定的频 带内 不同码字带来的衰落也不一样 假如结合频率调度 就可以让两个码字的性能都得到 改善 因此当时延值较小时 适合低速移动的 UE 和频率调度 第 76 页 共 97 页 frequency large delay small delay frequency frequency frequency frequency frequency CW1 CW2 CW1 CW1 CW2 CW2 SINR SINR SINR SINR SINR SINR allocated subband allocated subband allocated subband Frequency flat fading channel 图 6 4 不同时延的 CDD 带来的性能影响 当 CDD 的时延较小或者为 0 时 传输信号首先进行预编码操作 再进行 CDD 操作 如图 6 5 所示 以 2 天线发送为例 W i kj e D 2 0 01 D 0 1 0 1 0 2 0 2 xcxc 1 2 1 1 1 1 2 2 1 2 1 2 kjkj excexc Ant1 Ant2 符号所对应的子载波序号 CDD所对应的相位偏移 0 1 0 2 bb 1 1 1 2 bb 0 1 0 2 xx 1 1 1 2 xx 分集空分复用 X DWb 图 6 5 空间复用与小时延 CDD 的结合方式 但是后来基于时延较小 CDD 的预编码最终被删除了 没有写入协议 最终改为了 WXY 主要是基于如下原因考虑的 70 简化终端 UE 的设计 减小由于 CDD 相移导致的终端信道估计和数据检测带来的麻 烦 CDD 只适合在多径不够丰富的情况下引入分集 不适用于所有的环境 去掉小时延 CDD 可以降低信令的开销 不必要单独告知每一个 UE 的时延值等 但 是在高速移动的终端情况下 需要引入时延提高性能 当 CDD 的时延较大时 传输信号首先进行 CDD 操作 再进行预编码操作 如图 6 6 所 示 以 2 天线发送为例 第 77 页 共 97 页 U 22 1 11 j e U W An t1 An t2 D a1 a2 21 aa 符号所对应的前后顺 序 2 2 0 01 ij e D 2 2 21 j eaa 21 aa 2 1 2 2 2 2 1 ijij eaea 分集 空分复用 X WDUa 图 6 6 空间复用与大时延 CDD 的结合方式 对于基于 CDD 的预编码在下一个报告里会进行详细的研究 6 5 SU MIMO vs MU MIMO 对于空间复用模式 当空间复用的同一个时频资源被分配给同一个用户时 称为 SU MIMO 或者 SDM 方式 当空间复用的同一个时频资源被分配给多个用户时 称为 MU MIMO 或者 SDMA 方式 SDM 是 SDMA 的一个特例 如图 6 7 所示为下行 SU MIMO 与 MU MIMO a SU MIMO b MU MIMO 图 6 7 下行 SU MIMO 与 MU MIMO 对于下行 MU MIMO 仅仅在使用 pre coding 时才被支持 在使用 MU MIMO 时 为了 避免复杂的 UE 接收机 UE 未必具有消除其他终端干扰的能力 但是通过提供必要的信息来 辅助进行 UE 间干扰消除的方法并未被排除 一个 UE 是使用 SU MIMO 还是 MU MIMO 是由 Node B 决定的 采用动态的或者半静态的方式 与下行多用户 MIMO 不同 上行多用户 MIMO 是一个虚拟的 MIMO 系统 即每一个终 第 78 页 共 97 页 端均发送一个数据流 但是两个或者更多的数据流占用相同的时频资源 这样从接收机来看 这些来自不同终端的数据流 可以被看作来自同一个终端上不同天线的数据流 从而构成一 个 MIMO 系统 如图 6 8 所示 其中 a 为传统的 MIMO 系统 即单用户 MIMO SU MIMO b 为多用户 MIMO MU MIMO 与 SU MIMO 相比 MU MIMO 可以获得多用户分集增益 即对于 SU MIMO 所有的 MIMO 信号都来自同一个终端上的天线 而对于 MU MIMO 信号是来自于不同终端的 它 比 SU MIMO 更容易获得信道之间的独立性 对于上行 目前阶段仅仅考虑对于上行 目前阶段仅仅考虑 MU MIMO 其每一个终端的上行传输即单天线传输 其每一个终端的上行传输即单天线传输 SU MIMO 将在将在 LTE 的后续版本中考虑 标准中需要留下支持其的空间 的后续版本中考虑 标准中需要留下支持其的空间 相相同同时时频频资资源源 a SU MIMO 相相同同时时频频资资源源 b MU MIMO 图 6 8 上行 SU MIMO 和 MU MIMO 基本上存在两种实现 MU MIMO 的方式 其主要差别是如何进行空间数据流的分离 一 种方式是 数据流的分离是在接收端进行的 它通过利用接收端的多根天线对干扰数据流进 行取消 canceling 和零陷 nulling 达到分离数据流的目的 比如 PU2RC 方案 59 60 另外 一种方式是在发射端使用 ZF 波束赋形 此时空间数据流的分离是在基站进行的 基站利用 反馈的信道状态信息 为给定的用户进行波束赋形 并保证对其他用户不会造成干扰或者很 第 79 页 共 97 页 小的干扰 即传输给给定用户的波束对其他用户形成了零陷 此时 理论上终端只需要使用 单根天线就可以工作 6 5 1PU2RC PU2RC 是一种 MU MIMO 方案 它支持 60 61 62 空分复用多址接入 SDMA 这是最通用的 MIMO 方案 多码字上的数据流发送给 多个用户 空分复用 SDM 属于 SDMA 的一个特例 所有的时频资源全部分配给一个用户 波束成型 BF 主要用来改善小区边缘用户的通信性能 基于调度决策 可以在上述三种方案中自适应地切换 假设一个 MIMO 系统 有 M 根发射天线和 N 根接收天线 发射机与接收机之间的复信道 H 为 6 3 NMN M hh hh 1 111 H 对于一个任意的酉编码矩阵 E14 可以用它对传输的数据进行预编码 这样接收机将看 到一个预编码后的等效 MIMO 信道 HE 如图 6 9 所示 值得注意的是 在引入 E 之后 我 们并没有改变香农定理容量 因为 det HE det H 15 另外 公共导频信号 p1 pM 不能进 14 讨论 为什么使用酉编码矩阵 讨论 为什么使用酉编码矩阵 使用酉编码矩阵的好处在于两根天线的基站 如果终端已经决定其在一个预编码矩阵中首选的预编码向 量 那么对于干扰传输的预编码向量也就唯一地被确定下来了 因为每个预编码矩阵中共只有两个向量 所以对于 2 天线的基站来说 对于 CQI 的估计是比较确定的 但是对于 4 根天线的基站来说 存在 3 个 可能造成干扰的正交预编码向量 这就导致 CQI 估计过程中存在不确定性 这与使用非酉矩阵的预编码中存 在的 CQI 估计问题类似 酉编码矩阵的缺点 保证码本较小前提下 以增加找到至少两个用户满足下述条件 第一 使用相同的预编码矩阵 第二 在该矩阵中其首先的预编码向量不同 但是一个太小的码本意味着较差的预编码增益 因为小码本会造成严重的信道与预编码矩阵之间的不匹 配 针对上述情况 HuaWei 等公司提议不使用酉编码矩阵进行预编码 63 64 即同一个时频资源上被调度的 用户所使用的预编码向量之间不再保证正交性 而是一定的相关性 更具体说 利用每一个终端反馈的首先 预编码向量序号 只要两个终端首先的预编码向量的相关性小于某一个预定的参数 p 即可将这两个用户分为 一组 进行 MU MIMO 传输 非酉预编码矩阵的好处是允许预编码矩阵的向量之间不正交 则可以增加找到至少两个用户共享相同时频 资源的概率 其缺点是存在计算 CQI 的不确定性 即干扰者可以使用更多可能的预编码向量 最终选择酉预编码的原因 R1 062545 R1 063195 Compared to unitary precoding non unitary precoding has output SINR loss The statistical SINR loss can be described with linear approximation When the feedback information is same for two precoding approaches unitary precoding outperforms non unitary precoding When the feedback information is increased non unitary precoding has throughput gain compared to unitary precoding but only when the number of schedulable user is small and the SNR is low 第 80 页 共 97 页 行预编码 主要是方便 UE 通过导频对实际信道 H 进行信道估计估计出实际信道之后 终端 可以使用对应的预编码矩阵 E 来重新构建预编码的 MIMO 信道 HE 11 h NM h 1N h 1M h Pre Coder 1 p M p 11 h NM h 1N h 1M h Pre Coder 1 p M p 图 6 9 等效的预编码概念 假设 PU2RC 系统如图 6 10 所示 我们首先假设预先编码矩阵集合 E 为 其中为第 g 个预先编码矩阵和 em g 为预先编码矩阵 1 0 G EE 1 0 g M gg eeE 中的第 m 个预先编码向量 每一个 UE 计算预先编码矩阵集 E 中的每一个矩阵中的每一个向 量对应的 CQI 但是在实际设计过程中 我们需要在反馈开销大小和基站调度灵活性之间进 行折中 从而选择合适的预先编码向量 选择预先编码向量的方法有如下三种 1 为了最大化灵活性 终端可以反馈集合 E 中的每一个矩阵对应的所有 CQI 值 这样 每一个终端需要反馈的 CQI 数量为 GM 个 2 为了最小化开销 终端只需反馈最好的 CQI 值及其对应的预编码向量的序号 这样 一共需要反馈实际最好 CQI 值的比特数和 log2 GM 个比特 这种情况只能用在受限的 SDMA 情况 因为每一个用户仅仅可以被调度到一个特定的波束上 3 每一个终端反馈 M 个 CQI 值及对应的首选预编码矩阵 这种方式方便 SDM 和 SDMA 的自适应切换 AMC AMC Schedule MU MIMO MMSE 和每 UE 分配 1 码字 图 6 11 比较了三种 4x4 MIMO 方案的频谱效率性能 为了简化 此方案中 MIMO 信道 16 对于 PU2RC 方案 预编码主要在于预编码矩阵的设计 有关预编码设计在下一个报告进行详细设计 第 82 页 共 97 页 为独立同分布的衰落信道 同时仿真中没有进行预编码 当小区的用户数较小时 SU MIMO 方案比 MU MIMO 方案有较大的频谱效率增益 特别是 SNR 较高时 另外 MU MIMO 方 案达到了多用户分集增益 所以当用户数目增大时 频谱效率性能比 SU MIMO 高多了 SU MIMO 和 MU MIMO 的自适应切换方案的性能比两者都要高 当用户数目较少时接近于 SU MIMO 方案 当用户数目较大时 接近于 MU MIMO 方案 同时 我们可以从图中知道 不同的信噪比对应的 SU MIMO 和 MU MIMO 方案的切换点不一样 图 6 12 2x2 MIMO 的链路性能 SU MIMO MMSE SIC 和每 UE 分配 2 码字 MU MIMO MMSE 和每 UE 分配 1 码字 图 6 12 为 2x2 MIMO 方案的仿真结果 其中信道为相关衰落信道和进行了预编码 在这 种情况下 多用户 MIMO 将比单用户 MIMO 获得更多的增益 因为能够联合利用预编码和 相关信道的优势 这就意味着两种单独的数据流的特性会有很大的不同 主要是因为信道为 相关衰落信道而且进行了预编码 结果使得发送的 2 个数据流之间的质量差异很大 第二个 数据流对第一个数据流的干扰很小 也就是说 SU MIMO 方案中 UE 从第二个数据流中获 得非常小的增益 因为第二个数据流的 CQI 很低 6 5 2ZF BF 在 ZF BF 方案中 空间数据的分离是在基站进行分离 基站利用空间反馈的信道状态信 息 给定的用户进行波束成型并保证对其它用户不会造成干扰或者只有很小的干扰 理论上 只需要单根有向天线就可以工作 如图 6 13 所示 假设基站有 M 根天线 同时被服务的单天线用户集合为 S 使用 X s 表示 S 维传输的信号向量 使用 G s 表示预编码矩阵 在传统的 BF 中 即 PU2RC 方案 预 编码矩阵的列对应于终端上行反馈指示的预编码向量 并且通常情况下这些列之间是正交的 从而构成酉预编码矩阵 ZF BF 也要利用量化的上行终端反馈来决定预编码矩阵 与 PU2RC 方案中直接使用终端选择预编码向量不同 ZF BF 使用终端请求的预编码向量重新计算一组 预编码向量 以降低波束之间的干扰 第 83 页 共 97 页 图 6 13 ZF BF 传输原理框图 65 在理想情况下 终端可以反馈未量化的信道响应 基站利用这些信道冲激响应计算 预编码向量 66 假设 Node B 选择 S 个用户 和下行多用户的空间信道为 S ssS 1 TH S H S 1 hhH 那么预编码矩阵 G s 可以按照如下公式计算 66 即 6 4 2 1 diag 1 2 1 diag pHHH pFG H SS H S SS 其中为功率归一化系数 具体的数值可以根据具体的功率分配算法计算 T S ss pp 1 p 另外一种方法是反馈量化的预编码向量 65 假设码本包含 2B17个预编码向量 每一个向 量是一个归一化的 M 维向量 wb b 1 2B 并且 wb 1 假设 K 为一个小区的用户数 那么第 k 个用户可以使用如下准则选择预编码向量 即 6 5 maxarg 1 k b H k Bb k h wh b 被选中的预编码向量反馈给基站 在 K 个用户中 基站将按照一定的准则选择出一部分用户 进行服务 比如基于最大化总吞吐量等