高频SiC单相逆变器调制策略研究

高频 SiC 单相逆变器调制策略研究 郭小强 杨勇 张纯江 燕山大学电气工程学院 秦皇岛 066004 Email gxq 摘 要 逆变器高频运行时 开关损耗和死区影响问题更加突出 如何减小高频开关损耗 同时消除死区的影响是逆变器 高频运行需要解决的关键问题 本文以高频SiC单相逆变器为研究对象 针对传统双极性调制存在的问题 设计了一种改进 调制策略 利用SiC开关器件并联二极管的续流特性 在半个工频周期内将2个开关一直处于关闭状态 不仅减小了高频开 关损耗 而且避免了桥臂直通的风险 无需加入死区 消除了死区引起的负面影响 最后搭建了高频SiC逆变器进行了实验 研究 结果验证了设计方案的有效性 关键词 单相逆变器 调制策略 高频开关 碳化硅器件 中图分类号 TM464 Modulation Strategy for High Frequency SiC Single Phase Inverter Department of Electrical Engineering Yanshan University Qinhuangdao 066004 China GUO Xiao qiang YANG Yong Zhang Chunjiang Abstract The switching loss and effect of dead time are more severe when the inverter operates in a high frequency way Therefore one of the most important issues is to reduce the switching loss and mitigate the effect of dead time The high frequency SiC single phase inverter is investigated in this paper Considering the limitation of the conventional bipolar modulation an improved solution is presented It utilizes the freewheeling behavior of anti parallel diode and two switches are off during the half cycle In this way the switching loss is reduced Furthermore the dead time is not needed any longer and its negative effect is eliminated Finally the experimental tests are carried out on a SiC inverter The results verify the effectiveness of the proposed solution Keywords Single phase inverter modulation strategy high frequency switch SiC devices 1 引言 随着宽禁带半导体技术的飞速发展 高频电力电 子功率变换技术得到了国内外工业界和学术界的广泛 关注 应用前景广阔 1 2 对于单相逆变器而言 系统 高频运行时 开关损耗和死区影响问题更加突出 如 何减小高频开关损耗 同时消除死区的影响是逆变器 高频运行需要解决的关键问题 实际应用中 开关器 件开通或者关断都需要一定的时间 为了避免桥臂开 关器件同时导通造成短路过流 必须加入死区时间 然而加入死区会产生死区效应 导致输出电压出现低 次谐波畸变 直流电压利用率降低等问题 文献 3 通 过调节扰动观测器得出扰动电压来获得死区补偿时间 文献 4 提出基于模糊控制零电流钳位逆变器死区补偿 方法 值得注意的是 上述方法未只考虑了减小死区 的影响 而对于高频SiC逆变器而言 不仅要减小死 区影响 而且要减小开关损耗 为了解决该问题 本 文设计了一种改进的控制方法 在减小开关损耗的同 时避免了死区引起的负面影响 最后进行了验证 2 系统工作原理 图1为单相逆变器原理图 其中SiC MOSFET型号 为C2M0080120D 系统输出采用LC滤波结构 dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S P N A B dc V L I 图 1 单相逆变器原理图 Fig 1 Schematic of single phase inverter 系统调制策略如图 2 所示 调制波与载波进行比 较 产生双极性 PWM 驱动四个 SiC 开关 S1和 S2互 补导通 S3和 S4互补导通 根据图 2 可知 当电路工 作模式改变一次 开关器件切换 4 次 开关损耗较大 不利于效率的提升 由于开关器件高频切换 为了避 免直通 通常在同一桥臂的驱动信号中加入死区时间 导致输出电压中含有低次谐波 造成输出电压和电流 畸变等问题 1 S 2 S 3 S 4 S 图 2 传统调制方案 Fig 2 Conventional modulation solution 以图 3 和图 4 中蓝色虚线框所示的桥臂为例 由 于死区的加入 开关管 S1和 S2在死区时间内同时关 断 此时 由于电感电感电流不能突变 仍会保持上 一时刻的状态 当电感电流 IL 0 如图 3 所示 输出 电流由 S2的反并联二极管续流 桥臂 A 点电压被管 钳位至 0 其小于实际的电压 进而会造成输出电压 UAB小于理论值 当电感电流 IL 0 Fig 3 Operation state considering dead time IL 0 dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S P N A B dc V L I L I 图 4 加入死区后的工作状态 IL 0 Fig 4 Operation state considering dead time IL 0 值得注意的是 开关器件存在等效并联寄生电容 电容两端电压不能突变 当IL 0时 S1关断 C2通过电感电流放电 该过程持 续时间相对于整个开关周期来说很短 可近似认为充 放电电流保持恒定 设i1和i2分别为输出电压上升和下 降时的电感电流值 桥臂输出电压的自然上升时间t1 和下降时间t2分别为 1 12 12 12 dcdc CVC V tt ii 以电压上升过程为例 当上升时间t小于死区时间 td 即当上升过程完成时 开关器件仍未导通 此时 桥臂电压自然地上升至直流母线电压Vdc 如果上升时 间大于死区时间 死区时间结束之后开关S1立刻导通 输出电压将会被拉高到直流母线电压 所以桥臂输出 电压的波形会受到死区时间的影响 为了解决上述问题 本文设计了一种改进的方案 如图 5 所示 和图 2 调制方案不同 当电路工作模式 改变时 开关器件切换次数由 4 次减小为 2 次 减小 了开关损耗 同时不存在桥臂直通的风险 无需加入 死区 消除了死区引起的负面影响 1 S 2 S 3 S 4 S 图 5 改进调制方案 Fig 5 Improved modulation solution dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S d I P N A B dc V a 模式一 dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S d I P N A B dc V b 模式二 图 6 上半周期工作模式 Fig 6 Operation mode during half positive cycle 下面对工作原理进行分析 上半周期 开关 S1 和 S4高频切换 S2和 S3始终关断 有两种电路运行 模式 模式一 S1和 S4导通 S2和 S3关断 电流路 径如图 6 a 所示 此时 输出电压为 Vdc 模式二 S1 S2 S3和 S4全部关断 电路通过 S2和 S3的反并 联二极管 D2 和 D3 续流 电流路径如图 6 b 所示 此时 输出电压为Vdc 下半周期 开关 S1和 S4始终关断 S2和 S3高频 切换 当 S1和 S4关断且 S2和 S3导通时 电流路径如 图 7 a 所示 此时输出电压为Vdc 当 S1 S2 S3 和 S4全部关断 此时电流通过 S1和 S4反并联二极管 D1和 D4续流 电流路径如图 7 b 所示 此时输出电 压为 Vdc dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S d I P N A B dc V a 模式三 dc C f C f L L R 1 S 2 S 3 S 4 S d I P N A B dc V b 模式四 图 7 下半周期工作模式 Fig 7 Operation mode during half negative cycle 综上 不同工作模式下开关状态如表 1 所示 本 方法具有以下优点 1 相对比传统双极性调制 开关 器件切换次数少 开关损耗低 有利于提高效率 2 不存在桥臂直通的风险 无需加入死区 输出电压谐 波含量小 3 方案原理简单 易于实现 表 1 工作模式与开关状态关系 Table I Relationship of operation modes and switching states 工作模式S1S2S3S4UAB 模式 11001Vdc 模式 20000 Vdc P 模式 30110 Vdc 模式 40000Vdc N 表中 UAB为桥臂输出电压 P 为正半周期 N 为负半周期 3 实验结果 为了验证本文提出方案的有效性 搭建了 SiC 逆 变器系统实验平台 SiC 开关型号为 C2M0080120D SiC 二极管型号为 C4D20120D 实验 参数如下 直流母线电压 200V 开关频率 100kHz 输出滤波电感 0 5mH 滤波电容 9 4 F 调制度 m0 8 图 8 为传统方案的实验结果 其中 a 为驱动波 形 b 为放大后的驱动波形 由图 8 b 可以看出 工 作模式每改变一次 开关管切换次数为 4 次 以 t 时 刻为例 电路输出从 Vdc改变为Vdc 此时开关 S1和 S4由导通切换为关断状态 S2和 S3经过死区时间延时 后 由关断切换为开通状态 图 8 c 为四个开关器件 所承受的电压波形 由于死区的影响 开关管在开通 或者关断时 其两端电压存在明显畸变 在死区时间 内 若输出的电感电流正向流动时 则桥臂输出电压 小于理论输出电压 如图 8 c 蓝圈所示 当电感电流 小于 0 时 桥臂输出电压大于理论值 如图 8 c 红圈 所示 这导致了输出电压波形畸变 如图 8 e 所示 此外 由于死区时间的影响 传统方案输出电压较低 图 8 d 和图 8 e 分别为滤波前和滤波后逆变器输出电 压的波形及 FFT 分析 可以看出 由于死区的影响 输出电压含有大量低次谐波 严重影响输出电压波形 质量 而且 传统方案中开关切换次数较多 系统开 关损耗较大 图 9 为改进的方案实验结果 根据图 9 a 和 b 图 可知 无论是正半周期还是负半周期 同一桥臂的两 个开关器件不存在直通的风险 无需加入死区 避免 了死区带来的负面影响 从图 9 b 可以看出 当电路 工作状态改变时 只有两个开关管状态发生改变 以 t 时刻为例 输出电压由 Vdc向Vdc切换 此时 开关 S1和 S4由开通向关断状态切换 S2和 S3在模式切换 前后保持关断状态 此时电感电流通过二极管续流 相比于传统方案 开关切换次数减少一半 损耗减小 另一方面 开关无需加入死区时间 开关在开通或者 关断时 两端电压 V1 V4波形无畸变 如图 9 c 所示 同时 输出电压电流波形正弦 与传统方法相比 输 出电压低次谐波含量明显减小 验证了方案的有效性 4 结论 本文针对高频 SiC 逆变器调制策略进行了分析和 实验研究 得出以下结论 1 传统双极性调制方案模 式切换时开关次数较多 开关损耗较大 同时死区的 存在导致输出电压波形畸变 2 改进型双极性调制方 案模式切换时开关次数少 开关损耗小 同时无需加 入死区 输出电压波形质量高 此外 改进的调制方 案原理简单 易于实现 具有一定实际应用价值 1 g 2 g 3 g 4 g a 1 g 2 g 3 g 4 g t时刻 b 1 V 2 V 3 V 4 V t时刻 c FFTUAB桥臂输出电压及其 d 滤波后的输出电流和电压 输出电压FFT分析 e 图 8 实验结果 传统方案 Fig 8 Experimental results conventional solution 1 g 2 g 3 g 4 g a 1 g 2 g 3 g 4 g t时刻 b 1 V 2 V 3 V 4 V t时刻 c FFTUAB桥臂输出电压及其 d 滤波后的输出电流和电压 输出电压FFT分析 e 图 9 实验结果 改进方案 Fig 9 Experimental results improved solution 参考文献 1 徐殿国 管乐诗 王懿杰 张相军 王卫 超高频功率变换器 研究综述 J 电工技术学报 2016 31