一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路

1 权 利 要 求 书 EIF101337 1 用于振荡器 101 的集成电路 103 该振荡器 101 适于驱动开关谐 振变换器的控制设备 100 所述变换器包括适于驱动谐振负载 Cr 20 的 开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述控制 设备适于驱动所述开关电路 所述变换器适于将输入信号 Vin 变换为输出 信号 Vout 所述集成电路包括第一装置 Q20 Q3 Q7 113 115 该第一装 置 Q20 Q3 Q7 113 115 适于通过第一电流信号 Ic ip t 对电容 Ct 充 电和放电 以使得所述电容端子上的电压 Vct 在第一 Vv 和第二 Vp 参考电压之间 其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压 所述电流 信号 Ic ip t 包括第二电流信号 Ic 第二电流信号 Ic 表示控制变换器 输出信号 Vout 的反馈环 其特征在于 其包括第二装置 110 该第二装 置 110 适于对代表了在初级绕组 L1 中传递的电流 Ir 的信号 Vs 进行整流 所述第一电流信号 Ic ip t 包括第三电流信号 ip t 该第三电 流信号 ip t 与该整流后的信号 Vsref 成比例 2 根据权利要求1的集成电路 其特征在于所述第三电流信号 ip t 是整流 后的信号 以及所述第一电流信号是所述第二 Ic 和所述第三 ip t 电流 信号的总和 3 根据权利要求1的集成电路 其特征在于其包括另一装置 116 该另一 装置 116 适于将所述整流后的信号乘以代表了变换器的输入信号 Vin 的 信号 Vi 所述第三电流信号是所述另一装置 116 的输出处的电流信号 以及所述第一电流信号是所述第二 Ic 和所述第三 ip t 电流信号的总和 4 根据权利要求1的集成电路 其特征在于 第一装置 Q20 Q3 Q7 113 115 包括第一电流镜电路 Q20 Q3 Q4 和第二电流镜电路 Q5 Q6 第一电流 镜电路 Q20 Q3 Q4 适于采用所述第一电流信号 Ic ip t 对所述电容进行 充电 第二电流镜电路 Q5 Q6 适于采用具有基本上等于所述第一电流信 号 Ic ip t 的值的电流对所述电容放电 第一 114 和第二 115 比较器 适于将所述电容的端子上的电压 Vct 与第一 Vv 和第二 Vp 参考电压 分别进行比较 所述比较器的输出是置位复位触发器 113 的置位和复位输 入 置位复位触发器 113 的输出控制开关 Q7 该开关 Q7 适于响应 于置位复位触发器输出处的所述信号激活或者去激活所述第二电流镜电路 Q5 Q6 5 根据权利要求1的集成电路 其特征在于所述电 容 Ct 在集成电路内部 6 根据权利要求1的集成电路 其特征在于所述电容 Ct 在集成电路外部 2 7 适于驱动开关谐振变换器的控制 设备 100 的振荡器 101 所述变换器 包括适于驱动谐振负载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载 包括至 少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至 少 一个次级绕组 L2 所述控制设备适于驱动所述开关电路 所述变换器适于 将输入信号 Vin 变换为输出信号 Vout 所述振荡器包括在权利要求 1 4 中任一个权利要求所限定的集成电路 103 以及所述电容 Ct 在集成电 路 外部 8 用于开关谐振变换器的控制设备 100 所述变换器包括适于驱动谐振负 载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述控制设备适于驱动所述开关电路 所述变换器适于将输入信号 Vin 变 换为输出信号 Vout 所述设备包括权利要求 7所限定的振荡器 101 以 及适于响应于来自所述振荡器的输出信号 Vct 以驱动所述开关电路 Q1 Q2 的其他装置 102 9 用于开关谐振变换器的集成设备 U1 所述变换器包括适于驱动谐振负 载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述控制设备适于驱动所述开关电路 所述变换器适于将输入信号 Vin 变 换为输出信号 Vout 所述设备包括在权利要求 1 6中任一个权利要求所限 定 的集成电路 103 以及适于响应于来自所述集成电路的输出信号 Vct 以 驱动所述开关电路 Q1 Q2 的其他装置 102 3 摘 要 EIF101337 一一种种用用于于适适合合于于驱驱动动开开关关谐谐振振电电路路的的控控制制设设备备的的振振荡荡器器的的集集成成电电路路 描述了一种 用于振荡器 101 的集成电路 103 该振荡器 101 适于 驱动开关谐振变换器的控制设备 100 所述变换器包括适于驱动谐振负载 Cr 20 的开关电路 Q1 Q2 所述谐振负载包括至少一个变压器 20 该变压器 20 具有至少一个初级绕组 L1 以及至少一个次级绕组 L2 所述控制设备适于驱动所述开关电路 所述变换器适于将输入信号 Vin 变 换为输出信号 Vout 所述集成电路包括第一装置 Q20 Q3 Q7 113 115 该第一装置 Q20 Q3 Q7 113 115 适于通过第一电流信号 Ic ip t 对电容 Ct 充电和放电 以使得所述电容端子上的电压 Vct 在第一 Vv 和第 二 Vp 参考电压之间 其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压 所述电流信号 Ic ip t 包括第二电流信号 Ic 第二电流信号 Ic 表示控 制变换器输出信号 Vout 的反馈环 该集成电路包括第二装置 110 该第 二装置 110 适于对代表了在初级绕组 L1 中传递的电流 Ir 的信号 Vs 进行整流 所述第一电流信号 Ic ip t 包括第三电流信号 ip t 该 第三电流信号 ip t 与该整流后的信号成比例 图3 1 说 明 书 EIF101337 一种用于适合于驱动开关谐振电路的控制设备的振荡器的集成电路 本发明涉及一种用于振荡器的集成电路 该振荡器适合于驱动开关谐 振电路的控制设备 在现有技术中已知强迫开关变换器 开关变换器 其具有用于控制其的 设备 谐振变换器是强迫开关变换器其中的一个大范围 其特征在于谐振 电路的存在扮演着决定输入 输出功率流的一个主动角色 在这些变换器中 由直流电压供电的包括 4 2 个功率开关 典型的为功率 MOSFET 的桥 半桥 产生电压方波 该电压方波施加至调制至所述方波基频的频率的 谐振电路 由此 由于其选择的特性 谐振电路主要响应于基频分量而忽 略方波的更高次谐波 这导致了传递的功率可通过改变其占空比保持恒定为50 的 方波的频率来调制 而且 依赖于谐振电路配置 相关于功率流的电流和 或 电压具有正弦或分段正弦的形状 这些电压被整流以及滤波 从而向负载提供 dc功率 在离线应用中 遵 照安全性规定 供电至负载的整流和滤波系统通过变压器耦合至谐振电路 该变压器提供电源与负载之间的隔离 这是由上述提及的规定所要求的 在所有隔离网络变换器中 同样也在这种情况中 连接至输入电源的初级 侧 涉及变压器的初级绕组 以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的 次级侧 涉及变压器的次级绕组 之间具有区别 目前 在很多类型的谐振变换器中 被称为 LLC谐振变换器的谐振变换 器被广泛应用 特别是以半桥拓扑的结构 源自该谐振变换器的指定LLC采 用两个电感 L 和一个电容 C 图1示出了LLC谐振变换器的一个基本 结构 谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之 间的晶体管Q1和Q3的半桥 在晶体管Q1和Q2之间的公共端点HB连接至 电路块2 该电路块2包括串联的电容Cr 电感Ls以及另一个与具有中间抽 头次级的变压器10并联的电感Lp 变压器的中间抽头次级的两个绕组连接 至两个二极管D1和D2的正极 两个二极管D1和D2的负极都连接至并联 的电容Cout和电阻Rout 在并联的Cout和Rout两端的电压就是谐振变换器 2 的输出电压Vout 同时dc输出电流Iout流经Rout 谐振变换器相比于传统的开关变换器 非谐振变换器 典型的为PWM 脉 宽调制 控制 具有显著的优势 不具有陡峭边缘的波形 由于其 软 开关 而带来的功率开关的低开关损耗 高转换效率 可轻易达到95 以上 能够 运行在高频 低EMI 电磁干扰 产生 以及 最终 高功率密度 即 能够 建立具有在相对小的空间处理很大的功率等级的能力的变换系统 在大多数dc dc变换器中 闭环 负反馈控制系统使得变换器的输出电压 在改变运行条件的情况下保持恒定 运行条件 即 其输入电压Vin和 或输 出电流Iout 这是通过将输出电压的一部分与参考电压 Vref进行比较来实 现的 由输出电压传感系统 通常为电阻分压器 提供的值与参考值之间的差分或误 差信号Er通过误差放大器放大 其输出 Vc调制变换器中的量x 其中在每个 开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量 x 由上述讨 论的 在谐 振电路中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率 在所有的dc dc变换器的控制系统中 误差放大器的频率响应应当被恰当 的设计以确保 稳定的控制环 即 在变换器的运行条件扰动的情况下 一旦由该扰动 导致的瞬态结束 输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值 高的稳压性 即 输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰 动之前的值 好的动态性能 即 在扰动随后的瞬态期间 输出电压不会相对于期望 值具有很大的偏差并且瞬态很短 上述提及的控制目标可被表述为控制环的传递函数的一些特征量 例如 带宽 相位裕度 dc增益 在dc dc变换器中 这些目标可通过作用于 误差放 大器的频率响应 调节其增益以及传统的安排其传递函数的极点和零点 频率 补偿 来实现 这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容的 无源网络来实现 但是 为了确定频率补偿以获得控制环的传递函数的期望特征 必须要已 知调节器增益 即控制电压 Vc转换到控制量x的系统增益 以及变换器 本身 相对于量x的频率响应 调节器增益通常不依赖于频率 并且在控制集成电路中固定 3 虽然dc dc变换器由于开关动作 为强非线性系统 但在合适的近似以 及某 种假定下 其频率响应可由与线 性网络相同的方式来描述以及表示 由 此 可 由以增益 零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示 该传递函数关键的 依赖于变换器的拓扑 即 在其运行模式下处理功率的元件的共同配置 以及 依赖于有控制环控制的量 x 其中该运行模式即在每个开关 周期 在磁性部件 中存在连续电流传递 连续电流模式 CCM 或者不存在 连续电流传递 不 连续电流模式 DCM 虽然在PWM变换器中 通常采用 不同的控制方法 传 统的 在谐振变换器中 被用于控制变换器的量为施加至谐振电路的方波的 开关频率 在所有的用于市场上可获得的 dc dc谐振变换器的集成控制电路 其控 制 直接作用于半桥的谐振频率 直接频率控制 DFC 上 图2示出了用于该 类 型的谐振变换器的控制系统 在次级侧的误差放大器 4 在其输入的反相端 具 有输出电压Vout的一部分 以及在非反相端具有参考电压 Vref 其输出通 过 光耦5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级 次级隔离 并且该输出 作 用于控制集成电路30中的压控振荡器 VCO 6或者电流控制振荡器 ICO 这种类型的控制带来两类问题 第一类涉及 不同于 PWM变换器 由 增 益 极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知的事实 仅 具有不可靠的实际应用的一些近似形式 换句话说 不知功率级的传 递函数 第二类问题涉及 根据基于仿真的研究结果 所述功率级的传递函数显示出强 可变dc增益 极点的数量依赖于运行点从一个至三个变化并且具有非常易变 的位置的事实 最后 由于输出电容 存在一个零点 大增益变换以及高可变性极点配置导致反馈控制环的频率补偿极为困难 这导致 实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应 并且需要在稳 定性和动态性能之间具有极大的妥协 另外 能量传输极为依赖于输入电压 音频 敏感性 这使得控制环不得不显著改变运行频率以补偿所述变动 由 于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量 在该 频率处的环增益需要足够高以有效的抵制所述交流分量并且显著的减弱在输 出电压中可见的剩余纹波 所有的这些因素导致了问题不能 被全部解决的危险 尤其是当由变换 器供 4 电的负载具有高的动态变化以及 或对于动态精确性或者响应速度或者输 入纹波 抵制存在严格的要求 最后 涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元 件 Cr Ls以及Lp 的值的敏感性 由于其制造公差这些值具有统计学分布 并且上述对保护电路的有效性产生不利影响 事实上 通常来说 为了避免转 换器运行异常 应当限制控制量 x 在谐振变换器的情况下 实施 DFC的谐 振控制器允许对半桥的操作频率的上限和下限进行限制 设置这些限制应当考 虑 由于上述提及的值的分布 变换器的操作频率范围应当相应的改变 由 此 频率的最小限制值应当小于作为所述范围采用的低端的最小值 以及最 大限制值应当大于作为所述范围采用的上端的最大值 这极大的减小了作为 防止异常操作情况的方法的频率限制的有效性 所述难题的解决包括 采用基于 充电模式控制 CMC 的变换器控制 所述方法在W Tang F C Lee R B Ridley 以及 I Cohen的论文 Charge Control Analysis Modeling and Design 充电控制 分析 建模以及设计 中 第一次论述 其发表在电力电子专家会议 Power Electronics Specialist Conference 1992 PESC 92记录 IEEE年报第23期 1992年6月29日 7月3日 页码 503 511 第1卷上 而将之应用至谐振变换器的想法则在 W Tang C S Leu以及 F C Lee的论文 Charge control for zero voltage switching multi resonant converter 中发表 其发表在电力电子专家会议 Power Electronics Specialist Conference 1993 PESC 93记录 IEEE年报第24期 1993年7月20日 24日 页码 229 233 在第一篇论文中 小信号分析示出了由 CMC控制的变换器的动态与峰 值 电流模式控制系统类似 即 在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对 复共轭极点 不同于峰值电流模式 所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比 当占空比高于50 其与已知的亚谐波不稳定性相关联 在CMC控制下 这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载 对亚谐波不稳定性问 题的分析更困难 作为一种趋势 该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产生 由此倾向于在变换器的负载为低值时产生 然而 在两个方 法中 通过在电流 斜坡中 或者在CMC的情况下在积分中 增加补偿斜坡 可解决该问题 此 外 该积分过程使 得CMC方法相比于峰值电流模式更具 有噪音不敏感性 5 在第二篇论文中 由 Tang等撰写 公开了CMC类型的控制设备 其 适 于谐振正向 forward 拓扑并且由分 立的形式实现 流经初级侧功率电路 的电 流通过采用 电流变压器直接积分 该电流变压器 具有两个输出绕组和两 个分立 的用于对 两个串联连接的积分电容充电的 整流系统 该系统并不适合 被集成 另外 由于成本原因 具有变压器的电流传感系统用于大功率变换系统而不用 于低功率系统 从现有技术的状态来看 本发明的目标是提供一种用于振荡器的集成电 路 其适合于驱动开关谐振变换器的控制设备以使之能够采用与现有技术不同的方 法来实现CMC 根据本发明 所述目标通过用于 振荡器的集成电路实现 该 振荡器适合于 驱动开关谐振变换器的控制设备 所述变换器包括适合于驱动谐振负载的开关 电路 所述谐振负载包括至少一个变压器 该变压器具有至少一个初级绕组和 至少一个次级绕组 所述控制设备适于驱动所述开关设备 所述变换器适于将 输入信号变换为输出信号 所述集成电路包括第一装置 该第一装置适于采 用第一电流信号对电容充电和放电以使得所述电容端上的电压在第一和第二 参考电压之间 其中所述第二参考电压高于所述第一参考电压 所述电流信 号包括代表反馈环的第二电流信号 反馈环控制变换器的输出信号 其特征在 于它包括第二装置 该第二装置适于对表示在初级绕组中流通的电流的信号 进行整流 所述第一电流信号包括与整流的信号成比例的第三信号 根据本发明 还可提供包括所述集成电路以及集成电路外部电容的振荡器 再次根据本发明 可提供用于谐振变换器的包括前述集成电路的控制设备 本发明的优点在于 可提供一种用于谐振变换器的控制设备 其能够通过 将之等效为单一极点系统 至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内 来 允许减少变换器的动态次序 从而改进其对于负载变化的瞬态响应 而且 所述控制设备通过 降低对输入电压变化的敏感性和 或降低对更加 自由的设置环增益的可能性的敏感性 以减小变换器的音频敏感性 从而改 进 其对输入电压变化的瞬态响应以及 输入电压纹波的抵制 本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的 6 实际实施例的详细描述来清楚的呈现 其中 图1示出了根据现有技术的 LLC谐振变换器的电路原理图 图2示出了根据现有技术的具有对输出电压进行调节的谐振变换器的块原 理图 图3示出了根据本发明的具有包括 振荡器的控制设备的谐振变换器的电 路 原理图 图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器 的电路原理图 图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时间矢量图 图6示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的振荡器 的电路原理图 图7示出了在图6的设备中包含的信号的一些时间矢量图 图3示出了具有控制设备 100的谐振变换器的电路原理图 该控制设备 100包括根据本发明的 振荡器101 该变换器包括谐振负载 其优选的包括具 有初级绕组L1和次级的两个绕组L2的变压器20 初级绕组L1通过电容Cr 连接至半桥的中间点 HB 该中间点HB为晶体管Q1和Q2之间的公共点 并 且初级绕组L1还直接连接至传感电阻 Rs 传感电阻Rs连接至地GND 次级 的两个绕组L2连接在地GND和两个分立的二极管D1和D2之间 二极管 D1和D2具有连接在一点的阴极端并且该阴极端连接至并联的电阻Rout和电 容Cout 并联的电阻Rout和电容Cout连接至地GND 晶体管Q1和Q2优选 的为MOS晶体管 尤其是NMOS晶体管 晶体管Q2的漏极端与晶体管Q1 的源极端连接至一点 该点为半桥的中间点 HB 谐振电流iR t 流经初级绕组 L1 图3示出了开关电路Q1 Q2中的电流传感元件 其表示为配置为与谐振 电路Cr 20 串联的电阻Rs 尤其是 该电阻Rs连接至变压器20的初级绕 组L1和地GND 其中在该电阻Rs的端子上的电压与流经谐振电路的谐 振电 流iR t 成正比 这仅为非限制性的示例 该传感也可采用现有技术的其他方式 通过电容或电阻分压器 具有 电流变压器 霍尔传感器等 实施 现有技术 的其他方式提供表示了流经 开关电路的瞬时电流的电压信号 谐振电流具有零平均值 由于串联的电容的存在 并且由此具有正值和 7 复值 由此 施加至控制设备的输入 的电压信号Vs将具有正值和负值 连接 至该输入的电路应当至少能够承受 相对于地的负电压 通常其绝对值低于 1V 而不会导致故障 控制设备100包括振荡器101和逻辑块102 该逻辑块接收 振荡器101输 出处的信号Vct 即 在电容Ct端点之间的信号 并且处理用于驱动晶体管 Q1和Q2的信号HSGD和LSGD 信号HSGD和LSGD具有逻辑高值或逻辑 低值 振荡器101包括构造在半导体芯片中的集成电路 103 以及设置在集成 电 路103的管脚112和地GND之间的外部电容Ct 但是 即使在附图中没 有示 出 电容Ct也可在集成电路103内部 振荡器101的集成电路103在其输入处也具有电压信号 Vs和由块5提供 的表示了输出电压Vout的反馈环的 电流Ic 电流Ic是控制信号并且代表了控 制输出电压Vout的反馈环 优选的信号 Ic是变换器的输出电流Iout和 或输入 电压Vin的方程 集成电路103属于集成设备U1 集成设备U1也包括逻辑块102 并且构 成谐振变换器的半桥 Q1 Q2的控制设备100 图4示出了根据本发明第一实施例的开关谐振变换器的控制设备100的振 荡器101 集成电路103包括理想的全波整流器 110 其在输入处接收与谐振 电流iR t 成正比的电压Vs 所述整流器的输出信号 Vsref输出至电压 电流变换 器的输入和运行为电流沉并且由此从节点处吸收电流ip t 的增益gm的跨导放 大器111的输入 可以由下给出这样的电流 tiRsgti Rmp 如所述 跨导放大器的电流输出 ip t 连接至电流镜的输入节点 电流镜 包括双极晶体管Q20 Q3和Q4 尤其是pnp类型的双级晶体管 输入节点 也与双极晶体管Q10的集电极连接 以运载表示了输出电压 Vout的反馈环 的电流Ic 取出控制电流Ic的外部输入作为能够提供电路的电压发生器 Vref 晶体管Q3向另一个镜像电路镜像电流 Ic ip t 另一个镜像电路由双极 晶 体管Q5和Q6 尤其是npn型双极晶 体管 构成 同时晶体管 Q4向节点112 输出电流Ic ip t 节点112连接至电容Ct 电容Ct具有连接至地GND的另 一个端点 电容Ct位于集成设备U1的外部 晶体管Q6从节点Ct朝向地 8 GND镜像乘以因数2的电流Ic ip t 晶体管Q20 Q3和Q4优选的为双极 pnp晶体管 但是它们也可 p沟道MOS晶体管 其具有连接至电源电压 Vdd 的发射极 晶体管Q5和Q6优选的为双极npn晶体管 但是它们也可 n沟道 MOS晶体管 其具有连接至地GND的发射极 晶体管Q3 Q6的集电极连接 在一起 提供了置位复位触发器 113 其置位信号S为比较器114的输出信号 同 时复位信号R是比较器115的输出信号 比较器114适于将电容Ct的端点处 的电压Vc与电压Vv进行比较 比较器115适于将电容Ct的端点处的电压 Vct与电压Vp进行比较 其中Vp Vv 触发器113输出处的信号Q驱动共发 射极双极晶体管Q7的基极端子 晶体管Q7的集电极连接至连接在一起的晶 体管Q5的基极 集电极以及晶体管 Q3的集电极 晶体管Q7的发射极连接 至 地GND 最初 外部电容两端的电压为零 由此 比较器 114设置SR触发器 113 SR触发器113的输出Q变为1 由于晶体管Q5的基极端子的电压基本 上为零 晶体管Q7被导通并且镜像Q5 Q6被关断 由此 电容Ct由电流 Ic ip t 充电 一旦电压Vct达到电压Vp 比较器115复位SR触发器113 其输出Q 降到0 由晶体管Q5 Q6构成的镜像电路导通并且将 2 Ic ip t 的电流输 出 至地GND 由此电容Ct由等于 Ic ip t 的电流放电 放电一直持续到 Ct上 的电压达到Vv 当比较器114再次设置SR触发器113 关断镜像Q5 Q6 电容Ct再次有电流Ic ip t 充电并且开始一个新的周期 由于电容 Ct由具有相 同幅值的平均值的电流充电和放电 它的电压将以对称的波形振荡 该对称的 波形具有相关于电容 Ct和电流的重复的周期Tsw ip t Ic 如果图3的半桥Q1 Q2的开关操作由如此实施的振荡器来驱动 例如根 据图5的时间矢量图中示出的图 那么时间周期 Tsw也将为所述半桥的开关 周 期 由此 变换器的开关频率 swsw Tf 1 该描述Ct在半开关周期充电的方程可被描述为以下 其中 Vv 例如等 于1V 为电容Ct上的波形的波谷电 压 以及Vp 例如等于4V 为所述 波形 的峰值电压 9 考虑到 并且在0至 2 0 1 sw T p dttiIc Ct VvVp tiRsgti Rmp 的时间周期内 获得 的结果是 2 titiT RRsw 2 1 2 0 sw T Rm SW dttiRsg IcT Ct VvVp 平均输入电流Iin等于在MOSFET晶体管Q1导通期间谐振电路的电流 的 平均值 即 2 0 1 sw T R SW dtti T Iin 考虑到上述方程 即 2 2 RsIingIc Ct T VvVp m SW 2 2 RsIingIc Ct T Vct m SW 其中表示了 内部固定的 宽度 Vp Vv Vct 电容Ct由随时间变化的电流充电 放电 但是 在圆括号中的量表示了 在 等于半开关周期的时间内将 Ct充电 放电以使之从波谷值到峰值的等效恒 定电 流 Ct的平均充电 放电电流是涉及控制电路的 分量 即 电流Ic 以及与变 换器输入电流Iin成比例的 分量的总和 通过所述控制设备 获得谐振电路的 电流的积分 而在积分块的输出处不存在负电压 对比于电流Iin的高值 电流Ic很小 由此与Iin成比例的 分量占据主要 部分 从而获得非常接近于纯 CMC的操作 随着电流Iin减小 相关电流 分 量越降越低 电流Ic变得越来越大 由此将操作越来越转移至 DFC操作 与 系统避免亚谐波振荡的要求始终一致 通过始终导通充电电流发生器并且仅在 Ct的放电阶段导通具有两倍值的 放电发生器从而获得 Ct两端的电压振荡 这仅仅是示例性的 通过交替导通 和关断具有相同值的充电和放电发生器也可以获得同样的结果 图5示出了信号Vct HSGD