用分立元件设计制作功率放大器.doc

用分立元件设计制作功率放大器作者:佚名 来源:不详 录入:Admin 更新时间：2008-8-3 17:13:46 点击数：40 【字体： 】在调整BG1的静态电流时，同样先要将R5调节成短路0电阻状况使BG2BG5处于截止状态，暂不接入负反馈电阻R10，用导线将BG6、BG0的基极短路。接通电源，先调节R12使BG1集电极到地端的电压降为15.4V0.2V，再调节R5使BG2BG5的静态工作电流为15mA。为保险起见，先将R8与R9换接成100/2W电阻，测量R8与R9上的静态电压降应为1.5V。断开电源，测量R5与R12可调电阻实际所处的电阻值，将它们换成相同阻值的固定电阻。接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V1.8V之间。测量输出中点电平应在16V0.3V之间。断开电源，将BG6、BG0的基极间连接导线取掉，把负反馈电阻R10接入电路。再接通电源，测量R8与R9上的静态电压降应保持在1.2V1.8V之间。测量输出中点电平应在16V0.2V之间，差分管电流放大倍率越大，输出端直流电平与信号输入端直流电平相差越小。用起子碰C1输入端时R8与R9上的电压降明显变大。然后把R8与R9换成0.3电阻，接上喇叭试听。接通电源时输出端中点电压需要从零缓慢上升，因而只产生轻微冲击声。2秒钟后，用手碰C1输入端喇叭将发出“呜”的交流声。将C1输入端与地（电源负端）短路，喇叭应不发出声音，实际会发出轻微背景白噪声或很小声的交流哼声。三、对功率放大器实用电路的完善采用自举电路设计的功率放大器虽然电路相对较为简单，但却存在下限工作频率截止点。而引入自举电路是为了避免对上半波进行放大时没有足够电流提供给互补管使用，在不缺三极管使用的情况下，可以采用恒流源来保证对上半波进行放大时也有足够的电流提供给互补管使用。与此同时，将差动放大器也设计成由恒流源提供工作电流，可以大大提高对共态噪声的抑制比和放宽对电源电压的准确要求。图是使用恒流源的功率放大器典型电路，其中：BG3与BG4构成标准恒流源，前者给前置差动放大极提供1mA恒定总电流，2只差分管BG1、BG2各得到0.5mA的静态工作电流；后者提供2mA恒定电流，与激励极BG5的静态工作电流2mA相等，从而使放大器输出端Q的静态中点电压完全由阻值相同的R13与R14分压确定出来，不会过大偏离E/2。串联在下方R14上的D1是为了补偿上方复合管的门坎压降比下方单一的互补管门坎压降多一个PN结压降，确保由阻值相同的R13与R14分压确定出来的中点电压更准确。激励极BG5的静态工作电流已经由R4上的1V压降和R12阻值200确定为2mA，也不用调节。所以，在调节BG7BG10的静态工作电流时先不接入BG4和BG5，直接在R13与R14分压出中点参考电压并提供有0.4mA1.1mA的偏置电流给BG6工作状况下，由最小零电阻起始调节R10使BG7BG10的静态工作电流为15 mA即可。然后把R10换成固定电阻，将BG4和BG5接入电路板，放大器即刻正常工作。虽然元件参数存在离散性，可能使BG5激励极的实际静态工作电流与BG4恒流源电流有少量相差，差动放大极也会根据输出端Q的静态电压偏离中点状况自动改变BG1的实际静态工作电流，使BG5的实际静态工作电流与BG4恒流源电流完全相等。当然，对BG5实际静态工作电流进行自动调节后，差动放大极的静态工作电流不允许其中任何一个明显减少太多。按照图中的元件参数，只要变化0.1mA就可以让BG5的静态工作电流变化1mA，足以实现对BG5的静态工作电流调整。然而，由于恒流源限制了激励极处于截止状态时所能提供的最大电流，提高电源电压后并不能相应的提高输出幅值。虽然相应增加恒流源电流可以提高输出幅值，但却使激励极静态工作电流也相应增大，稳定性变差。较好的办法是引入镜像电路，采用上下对称的差动电流放大方式驱动后面的互补对称功率放大管工作。图即是采用上下对称差动电流放大方式作激励极的功率放大器实用电路，因输出功率较大，为避免过载损坏器件，电路中加进了限制最大输出电流的保护功能。其中，BG4和BG5构成的镜像电路，可使BG5的工作电流Ic5与BG4的工作电流Ic4保持完全相等，进而对驱动BG6。实现由BG6、BG7构成上下对称的差动电流放大方式。这样，即可保证在上半波信号需要激励极提供更大驱动电流时，BG6也同步能输出更大的驱动电流给后极功率放大管。要达到同样目的，人们也可以采取再并联一对互补对称的前置差动放大器，由它实现对BG6的驱动。但由于镜像电路对元件的要求没有前置差动放大器高，采用两对前置差动放大器并不能对整个电路提高任何性能，大可不必使用那种多花代价的笨办法。该电路的调整方式与图所示的使用恒流源的功率放大器电路完全相同。从工作原理上考虑，采用上下对称差动电流放大方式作激励极的电路已无缺陷。但由于大功率三极管的特性并不理想，在输出电流达到1A以上时，电流放大倍率只有1025，将使得驱动大功率三极管工作的互补管必须提供超过200mA以上电流给后极。互补管本身的功耗经常超过2W，发热严重，互补管也需要另外装散热器。在电子元件厂家已经研制生产出大功率达林顿管的情况下，改用内部已做成复合管的达林顿管作最后级电流放大管，可以大大减轻对互补管的输出驱动电流要求。如SGS公司生产的TIP系列大功率达林顿管，在输出电流达到2A以上时，电流放大倍率也能达到500以上，从而只需要互补管提供20mA以下驱动电流给后极工作，互补管本身的功耗降低到0.2W以下。需要修改的设计参数只是根据达林顿管的门坎电压等于普通三极管门坎电压的2倍，把提供静态工作电流的偏置分流电阻R18、R19增加一倍阻值，以便保持互补管的静态工作电流不改变。同时互补管BG9、BG10基级间的电压降比先前增加一只普通三极管的门坎电压，它对电路静态工作电流的调整方式毫无影响。由于达林顿管不是专为音频功率放大器研制的器件，工作频率上限并不很高。普通大功率三极管的频率上限只达到1MHz，专为音频功率放大器研制的大功率三极管也只能达到10MHz，最好的不超过100MHz。虽然音频范围只有10Hz20kHz，可是三极管的电流放大倍率与工作频率相关，处于工作频率上限时，电流放大倍率会下降到1倍。这使得工作频率上限低的三极管对20kHz高音的放大能力比2kHz中音的放大能力要低，也就导致开环状态下高音与中音的电流放大倍率已经不保持相同。而闭环负反馈对整个音频保持相同的取样倍率，并不改变混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率低的状况，从而使混合信号里的高音实际比中音的放大倍率要低。所以，使用工作频率上限高的大功率三极管，可使混合信号里高音电流放大倍率比中音电流放大倍率下降得要少。如果使用频率上限只达到1MHz的大功率三极管制作音频功率放大器，将感到8kHz以上的高音成分严重不足。故此，国外的电子元件制造厂已经在20世纪90年代研制出性能超群的音频功率放大器专用大功率三极管。日本三肯公司制造的三肯管是最早出名的音频功率放大器专用大功率三极管，但它们都不是达林顿管，需要性能同样超群的中功率来做驱动前极，而且要给驱动前极中功率安装散热器。到20世纪80年代后期，人们研制出性能更高的大功率场效应管。任何大功率场效应管的工作频率上限也能达到100MHz，但因起初缺少高工作电压的大功率场效应管，生产厂家制作输出功率超过40W的功率放大器还是以选用大功率三极管。实际上，使用大功率场效应管制作功率放大器比使用大功率三极管制作功率放大器更方便。但需要特别注意一点，虽然效应管是电压控制型器件，但大功率场效应管的输入栅极与源极之间存在较大的结电容，可达到800P左右，因此在工作频率较高的状况下同样要提供5mA10mA充放电驱动电流。窜联在栅极前的电阻会影响对输入结电容的充放电，阻值尽量取小。图即是采用大功率场效应管的实用功率放大器电路，由于某些大功率场效应管栅极没有内置限压保护稳压管，特地在电路中加入了限压保护稳压管。使用没有内置限压保护稳压管的大功率场效应管，焊接时必须先用导线将栅极与源极短路，焊接好大功率场效应管和限压保护稳压管后才能将栅极与源极间的短路导线去除。采用大功率场效应管设计的功率放大器，调试方式与采用大功率三极管设计的功率放大器完全相同。需要注意的是，大功率场效应管的门坎电压在2V3V之间，（三星公司生产的大功率场效应管门坎电压多为2V），大功率场效应管的实际工作电压不要超过最大允许电压的一半值，最大工作电流峰值不要超过允许电流的2/3方能确保安全可靠工作。这个要求已经比对三机管的要求宽很多，三机管的实际工作电压也不能超过最大允许电压的一半值，而三机管的最大工作电流峰值不能超过最大允许电流的1/3方能正常工作。大功率场效应管还有一个极大的优点是温度稳定性能十分良好，从25125，工作特性几乎完全相同。所以使用大功率场效应管时，散热器上的温度也可以相应允许高到90，而三极管还存在二此击穿的可能，实际允许工作的温度应限制在70以下。四、使用多组电源供电高效功率放大器没有把输出端中点电压严格控制在要求理想数值状况下，功率放大器只能使用单电源供电，中点电源采用自动跟随的浮动方式实现。只要给足够大容量的储能电容，实际输出能力与使用双电源的OCL输出方式并无区别。之所以要采用OCL输出方式，除了面可以进一步设计出性能更好功率放大器外，更大的实际意义是使用正负双电源供电的OCL输出方式可以进一步降低电路背景噪声。在功率放大器前置信号输入级采用差动放大电路后，输出端直流电平已经能与信号输入端直流电平保持基本相等，相差小于0.2V。在这种状况下，将信号输入端直流电平偏置电阻连接到正负双电源中点电位上，就可以把单电源供电的OTL输出方式改成使用正负双电源供电的OCL输出方式，不再使用自动跟随的浮动中点电源。其实，使用运放IC做前置信号输入级能使输出端的直流电平与信号输入端直流电平保持几乎相等，相差小于0.02V，正是因为运放IC内部也采用差动放大电路做输入级，而且一般都采用复合管方式的差动放大电路做输入级，从而使流进或流出IC正、负输入端的静态电流低于0.1A，在负反馈电阻上的静态直流压降已低于0.01V。若能找到特性非常一直的配对管，当然也可以采用复合管方式的差动放大电路做输入级，使输出端的直流电平与信号输入端直流电平保持几乎相等，相差小于0.02V，特性极其一致的配对管需要在一片半导体材料上做成，这正是运放IC的制作工艺优势。简言之，仅仅把OTL输出方式改成OCL输出方式，在电路设计上没有任何提高。实际上，以甲乙类工作方式制作的互补对称式功率放大器存在一个缺陷，就是最后级大功率电流放大管的静态处于接近截止区位置，无论使用大功率三级管，还是使用大功率场效应管，在截止区附近的动态电阻都明显比线性区的动态电阻要大得很多，实际可以相差数倍到10多倍。静态电流越小，动态电阻越大。当放大器输出电压归零时，喇叭振动盆还会继续作阻尼振动到停止。音圈在磁场中运动产生的电流将阻碍喇叭振动盆自由振动，如果与音圈串联的放大器内阻比较大，就会使音圈在磁场中运动产生的电流减少，降低电阻尼作用，振动盆的阻尼振动就不容易停止下来，发出的声音出现“拖泥带水”的发散收不住状况。与此同时，中低音单元喇叭的音圈在磁场中移动所产生的感应电流不能被功率放大器尽可能短路掉，会成为妨碍中高音单元喇叭工作的干扰驱动信号。甲类放大器之所以有较好的重放音质，奥妙就在于它具有很低的静态输出阻抗。但由于甲类放大器功耗大、发热严重，不宜在大工作电压下采用。为此，可以在使用高低两组正负电源供电的方式下对最后级大功率电流放大管的工作状态实施动态偏置，使放大器输出电压幅度小于4V时大功率电流放大管工作于甲类状况，输出幅度大于4V时变换为乙类状况。由于轮流处于工作中的大功率电流放大管始终是在大电流状态下工作，实际效果与纯甲类工作方式相同。图即是采用大功率达林顿管设计的高效率动态偏置甲类功率放大器典型电路，为了较好的实现动态偏置，T1、T2上下两只大功率达林顿管采用互补管，以便增加偏置电路上的门坎电压。要求两只互补管特性参数完全相同，实际电流放大倍率相差不要超过20%。因动态偏置是在每一个半波输出信号经过4V参考值进行变换，要求动态偏置变换速度必须比输出信号上限20KHz频率至少高100倍，光电隔离变换器件的响应频率至少应达到1MHz，所使用的二极管也必须采用高速管。当输出信号电压处于4V以内时，光电输出端三极管处于截止状态，两只互补大功率电流放大管被偏置在1A静态电流下工作，而当输出信号电压超过4V时，光电输出端三极管处于导通状态，两只互补大功率电流放大管被偏置在10mA静态电流下工作。但由于输出信号电压超过4V时，大功率电流放大管的工作电流必须超过0.5A，4负载时必须超过1A，实际也等同于甲类工作方式。与此同时，在输出信号电压处于6V以内时，BG11、BG12处于截止状态，T3、T4达林顿开关管也截止，T1、T2两只互补大功率电流放大管是由8V低压电源供电。而在输出信号电压超过6V时，BG11、BG12处于导通状态，T3、T4达林顿开关管也导通，T1、T2两只互补大功率电流放大管改由30V高压电源供电，从而使大功率电流放大管的功耗降低。在N道沟和P道沟高压大功率场效应管都很容易购买到的情况下，可改用大功率场效应管来制作高效率动态偏置甲类功率放大器。同样，T1、T2上下两只大功率场效应管要采用互补管，要求两只互补管特性参数相同，实际的电流放大倍率相差不要超过20%。由于使用动态偏置工作方式，偏置电路的参数调整稍微复杂一些。具体方式与前面介绍的方法相同，先把T1、T2由R11、R12串联确定出的1A静态电流调节出来，再适当分配二者的实际阻值，使R12处于短路时T1、T2的静态电流为2mA10mA。即不要完全截止，也没必要调大。鉴于动态偏置甲类功率放大器的最主要目的是要降低放大器本身的输出内阻，在上下大功率电流放大管中不宜串联限流保护电阻，对放大器最大输出电流的限制特改设计在电源部分电路之