一种新颖的ZVZCS双管正激变换器.doc

一种新颖的ZVZCS双管正激变换器零电流零电压开关 双管正激 有源钳位1 背景介绍 在中小功率应用场合，正激功率变换器因其具有结构简单等特性而具有较大的优势。为了减少主开关管上面的电压应力，提出了双管正激变换器。但是，传统的双管正激变换器的占空比不能超过50%，从而阻碍了该变换器更进一步的应用。文献1-10提出了主动钳位、谐振复位等方法来解决占空比限制的问题，然而上述文献中并没有实现双管正激变换器的全软开关。 随着电力电子技术的不断提高，IGBT在大功率高电压功率变换器中的应用越来越多，因此，零电流开关也越来越重要。 本文提出的变换器既解决了传统双管正激变换器占空比50%的局限问题，又使得主开关管以及变压器副边二极管实现了电压、电流软开关。图1 ZVZCS双管正激变换器图2 变换器工作波形2 工作原理 图1是本文提出的开关双管正激变换器原理图。该电路中双管正激部分用来给负载传递能量，变压器原边的有源钳位电路用来实现主开关管S1和S2的零电压开关以及变压器的复位，副边的谐振电路用来实现主开关管和副边二极管的零电流开关。图2给出了各个开关管的开关信号和电压、电流波形。从图2中可以看出，该电路每个工作周期可以分成9个阶段，每个阶段的等效电路由图3给出。为了简化说明，该电路各个阶段的过渡过程所用时间均适当的放大。9个工作阶段的工作描述如下：图3 各阶段等效电路图图4 输出滤波电感上两端电压(1)零电流关断阶段（t1t5）：在t1时刻S4开通，由此引发了Lr和Cr的谐振开始，电流ir流过Lr、Cr、S4，并从零开始增加。在电流iLr到达最高值之后开始下降，最终反向流过Da、Cr、Lr。在该阶段中，主开关管S1和S2上面的电流与iLr保持同步，既先上升然后下降。t3时刻，反向的谐振电流iLr供给负载能量，而谐振电容Cr上面的电压大于Vm/n的电压，因此整流二极管Dr反向阻断，变压器原边不给副边提供能量，输入电流基本为零。此时关断S1和S2，从而实现了主开关管和整流二极管Dr的零电流关断。之后，谐振电容Cr以负载电流Io放电，因此其电压下降。谐振开始时的谐振电压与谐振电流的计算公式如下： (1) (2) 其中，Vos=Vin/n主开关管关断瞬间的电流为is1(t)=is2(t)=iLm0 (3)其中is1和is2是流过开关管S1和S2的电流。t2时刻后，由谐振电流供给负载电流时的谐振电容Cr两端电压的计算公式如下： (4)根据公式（1）和（2），有 (5)(2)零电压开通阶段（t6t9）：t6时刻以前，激磁电流通过钳位电容Cc、辅助开关管S3和续流二极管D3流回到输入侧因此变压器此刻的复位电压是输入电压Vin和钳位电压Vcc的和，即Vreset=Vin+Vcc。在t6时刻，激磁电流iLm反向并流过上管的体二极管D1、开关管S3和钳位电容Cc，这时S1获得了零电压关断条件，并且变压器的复位电压变成Vcc。在t7时刻，辅助开关管S3断开，激磁电流iLm在钳位电容电压Vcc的作用下达到了反向的最大值。随着S3通路的阻断，激磁电流iLm通过主开关管的体二极管D1和D2流回输入侧。这时S2也获得了零电压关断条件。在t8时刻，两个主开关管开通，从而实现了零电压开通。开关管S1、S2、S3、S4上面的电压应力分别是Vin、Vin+Vcc、Vin+Vcc、Vos。所有主开关管和辅助开关管S3实现了零电压、零电流开关。3 电路分析(1)有源钳位电路的参数分析因为过渡过程与电路稳态相比非常的短，为了简化这里在计算钳位电路参数的时候将过渡过程忽略。根据安秒平衡和伏秒平衡原理，对钳位电容Cc和变压器列写方程，有： (6) (7) (8)通过解上述方程，得到Vcc的表达式如下： (9)激磁电流的正向最大值和反向最大值分别为： (10) (11)根据式（6）可知，t1总是比t2小，因此激磁电流的正向最大值ILmpp总比反向最大值ILmnp大，由此可以根据ILmpp计算出钳位电容的容值 (12)(2)电路增益分析根据变压器激磁电感安秒平衡，有等式： (13)其中，ta、tb、tc、td如图4所示。由式（13）与式（4）得变换器增益表达式如下： (14)其中，n是变压器的变比（原边：副边）。从式（14）可以看出，由于钳位辅助电路和谐振辅助电路的加入，该变换器的增益表达式与传统双管正激变换器的增益表达式非常不同。该不等式成立的条件之一是VinQ/n必须比Io大，这是实现零电流开关的条件。图5是输出电压Vo、占空比D、负载电流Io的3D关系图。图5 输出电压、占空比和输入电压关系图(3)开关管S1、S2、S3、S4的电压应力分析开关管S1、S2、S3、S4上的电压应力在前文中曾经给出，即Vin、Vin+Vcc、Vin+Vcc、Vos。这里，由于Vcc并不是随着Vin和D的上升而线性上升的，因此需要非常的注意，以防止过大。根据式（9）可知，如果Vin或者D过大，S2和S3将会承受很大的电压应力。所以，虽然理论上占空比可以无线接近1，但是S2和S3可承受电压的最大值限制了输入电压和占空比的范围，因此这里需要在器件选择和电路性能设计之间进行优化。图6是S2、S3两端电压和D、Vin的关系曲线图。图6 主开关管、占空比和输入电压关系图(4)零电压开关分析虽然S1、S2、S3都实现了零电压开关，但是方式却是不同的。对于S1来说，零电压开通是通过在阶段7，反向激磁电流流过其体二极管D1、开关管S3、钳位电容Cc来实现的；而S2的零电压开通是在阶段8，反向激磁电流流过D1、D2回到输入侧实现的；S3是在S1、S2均关断后激磁电流通过D3和S3的体二极管流回输入侧时实现的。(5)零电流开关分析零电流开关是通过一个附加在变压器副边的谐振电路实现的。为了实现零电流开关，谐振电路的谐振电流峰值必须足够大，从而能够在短时间内为负载提供能量。并且，开关管S1必须在谐振电流iLr到达Io之后并且在谐振电容电压Vcr降到Vos之前关断。从而可以得到等式： (15)通过解式（15）和式（4），可以得到零电流关断的临界时间是： (16)因此，为了是电路可以实现零电流关断，占空比必须满足一个范围： (17)4 实验结果 图7是该样机在400V输入电压下的效率与负载的关系图。为了做比较，同时还列出了仅有零电流开关条件下和完全硬开关条件下的效率与负载曲线。从图7中可以明显的看出开关双管正激变换器的性能是最好的。附表示出样机参数。图7 样机在400V满载时的效率曲线图8 实验波形 图8是各器件的实验波形。其中，图8（a）是在200V输入电压下，主开关管S1的驱动波形Vgs1，漏源电压Vds1，电流ids1。通过该实验波形可以清楚的看到，由于电流ids1的反向流动，Vds1在开通信号到来之前下降到零。图8（b）和图8（c）是开关管S2、S3的对应波形。同时还可以看到，在副边谐振电路的作用下，ids1关断前先上升，然后下降到很小的值iLm，从而实现了零电流关断。图8（d）是开关管S4的驱动信号Vgs4