UC3879正弦波逆变电源设计.doc

第一章 概述1.1课题来源电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技技术，电源技术属于电力电子技术的范畴。电源技术主要是为信息产业服务的，信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求，从而促进了电源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单位能耗的产出水平，具有举足轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大。电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。迄今为止电源已成为非常重要的基础科技和产业，并广泛应用于各行业，其发展趋势为高频、高效、高密度化、低压、大电流化和多元化。同时，封装结构、外形尺寸日趋国际标准化，以适应全球一体化市场的要求。逆变电路应用广泛，在各种直流电源电池向交流负载供电时，就需要逆变电路。交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置其电路的核心部分都是逆变电路。1.2解决方法随着电力电子技术的飞速发展，正弦波输出变压变频电源已被广泛应用在各个领域中，与此同时对变压变频电源的输出电压波形质量也提出了越来越高的要求。对逆变器输出波形质量的要求主要包括两个方面：一是稳态精度高；二是动态性能好。因此，研究开发既简单又具有优良动、静态性能的逆变器控制策略，已成为电力电子领域的研究热点之一。 在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。在正弦波逆变电源数字化控制方法中，目前国内外研究得比较多的主要有数字PID控制、无差拍控制、双环反馈控制、重复控制、滑模变结构控制、模糊控制以及神经网络控制等。随着逆变器控制技水的发展电压型逆变器出现了多种的变压、变频控制方法。目前采用较多的是正弦脉宽调制技术即SPWM控制技术。众所周知，逆变器是构成交流不间断电源（UPS）及交流变频调速系统的核心部分。有时它也可以独立构成系统成为逆变电源装置。根据用途不同，分为工频逆变电源、中频逆变电源。其中工频逆变电源主要是适应我国工频电网(50Hz)供电要求设计的，它可以与正常的交流电网电源构成不停电电源系统，广泛用于发电厂、变电站作为自动化装置、电力线载波机和主控室照明系统等的备用电源。中频电源主要应用于工业、国防、航天等领域。 在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。功率器件的发展是电源技术发展的基础: 功率MOSFET是目前最快速度的功率器件。目前较先进的水平电压可达1200V，电流可达60A，频率可达2MHz，导通电阻可达0.1左右。提高器件耐压，同时减小其导通电阻仍是今后MOSFET的主要研究方向。 绝缘栅双极型晶体管IGBT是由MOSFET和双极型晶体管复合而成的电力电子器件，它的控制极为绝缘栅控场效应晶体管，输出极为PNP双极功率晶体管，因而具有两者的优点，而克服了两者的缺点。目前耐压可达6.5kV，电流可达1.2kA，今后的主攻方向仍是扩大容量，减小内阻，以减小导通损耗。由于IGBT经常工作在高频、高压、大电流状态下，又由于电源作为系统的前级，易受电网波动、雷击影响，容易损坏，故IGBT的可靠性直接影响电源可靠性，所以，在选择IGBT时，除作降额考虑外，对IGBT的保护设计也极为重要。 IGCT是GTO的更新换代产品，它应用了分布集成门极驱动，浅层发射极等技术。器件的开关速度有一定提高，同时减少了门极驱动的功率，应用方便，IGCT的出路仍然是高电压、大容量。1.3应用与发展现代逆变电源技术是应用电力电子半导体器件,综合自动控制、计算机(微处理器)技术和电磁技术的多学科边缘交叉技术。在各种高质量、高效、高可靠性的电源中起关键作用,是现代电力电子技术的具体应用。当前,电力电子作为节能、节才、自动化、智能化、机电一体化的基础,正朝着应用技术高频化、硬件结构模块化、产品性能绿色化的方向发展。第二章 系统总体方案2.1 主电路方案单相逆变器的结构可分为半桥逆变器、全桥逆变器和推免逆变器等形式。本课题采用MOSFET作为开关器件的单相全桥电压型逆变电路。功率开关器件MOSFET要有保护电路、缓冲电路和驱动电路。逆变器通常作为二次电源使用，其输入脉动直流电流污染了直流电源，必然要影响到直流电源的其他用电设备。因此，为了使输入电流平稳化和谐波降低到允许值，必要设置输入滤波器。输入滤波器有双重功能，既能抑制从直流电源来的瞬变量，又能抑制逆变器对直流电源产生的瞬变量和噪音。所以设置了单级LC直流输入滤波器。逆变器的输出电压波形除了基波分量外还含有谐波分量。脉宽调制波虽然消除了低次谐波，但还含有高次谐波。所以必须设置输出滤波器。选用单级LC交流输出滤波器。2.2 控制电路方案PWM控制技术是通过控制电路按一定规律来控制开关管的通断,以得到一组等幅而不等宽的矩形脉冲波形并使其逼近正弦电压波形。其方法有模拟方法和数字方法两种，其中模拟方法的电路比较复杂,且有温漂现象，会影响精度,降低系统的性能。数字方法则是按照不同的数字模型用计算机算出各切换点并将其存入内存,然后通过查表及必要的计算生成波，因此数字方法受内存影响较大,且与系统精度之间存在着矛盾。考虑到现实条件本课题选用模拟方法实现PWM控制实现全桥逆变器的移相PWM控制的方法很多，比如：采用分立器件进行逻辑组合，采用专用的集成控制芯片，采用DSP或CPLD数字实现等。第一种方法较为复杂，不利于工业应用，第三种方法的成本相对较高；而采用专用的集成控制器是电源开发设计者们较多采用的方法。当今应用较多的移相全桥集成控制芯片主要是UC3879和UC3875/6/7/8系列。SPWM正弦脉宽调制可分为双极性调制方式、单极性调制方式和单极性倍频调制方式单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压：另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。单极性倍频调制方式的特点是输出SPWM波的脉动频率是单极性的两倍，4个功率管都工作在较高频率（载波频率），因此，开关管损耗与双极性相同。为了得到较平滑的正弦输出电压波形，本课题选用双极性PWM控制方式。2.3系统框图系统总体方案框图如图2.1所示：高频逆变电路滤波电路直流输入交流输出过流保护电路驱动电路脉宽调制PWM正弦信号产生电路过压保护电路图2.1 系统框图第三章 主电路设计3.1 主电路结构设计主电路图如图3.1所示，包括直流电压源输入、直流滤波环节、高频逆变电路、交流滤波环节、交流输出等部分。图3.1 主电路图3.2 MOSFET单相桥式电压型逆变电路的调制法V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。控制规律如下：在输出电压uo正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，负载电压uo等于直流电压Ud；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0。在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因io为负，故io实际上从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud；V4关断，V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。这样uo总可得到Ud和零两种电平。同样在uo负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压uo可得到-Ud和零两种电平。控制V3和V4通断的方法如图2.2所示。在ur的半个周期内，三角载波有正有负，所得的PWM波也是有正有负。在ur的一个周期内，输出的PWM波只有Ud两种电平。在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各MOSFET的通断。在ur正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当ur uc时，给V1和V4导通信号，给V2和V3关断信号，这时如果io0，V1和V4通，如io0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是输出 uo=Ud。当uruc时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号，这时如果io0，则VD2和VD3通，不管哪种情况都是uo=-Ud。按照这种调制方法在高频变压器的副边得到-SPWM波形，经过LC滤波后，得到-50Hz的正弦波，调节正弦波的幅度便可调节输出电压的大小。 图3.2 双极性PWM控制方式波形3.3 主电路保护设计为使主电路长期稳定、安全可靠地工作，必须设计各种类型的保护电路，避免因电路出现故障、使用不当或条件发生变化而损坏电路上的零器件。主电路的保护分为两大类：第一类是高频功率开关MOSFET的保护。包括设置缓冲电路软化开关过程，设置功率开关MOSFET的过压保护和过流保护。第二类是线路的保护，主要包括过流保护装置（如保险管、自恢复保险丝、熔断电阻器等）、启动限流保护、输入欠压保护电路、输入过压保护电路。3.3.1 缓冲电路设计 为了将功率器件的热应力和电应力限制在安全工作区内，提高电路的可靠性，必须设置缓冲电路软化开关过程。合理的缓冲电路，不但降低了功率器件的浪涌电压du/dt和浪涌电流di/dt，而且还减低了器件的开关损耗和电磁干扰，避免了器件的二次击穿。功率开关的有损耗RCD缓冲电路如图3.3所示。缓冲电路由缓冲电阻Rs、缓冲电容Cs和阻尼二极管VDs组成，工作原理为：当功率开关V关断后，漏感中的能量通过VDs对Cs充电，一直到Cs端电压为Uce-Uvds；V导通时，Cs经Rs和V放电，能量主要被Rs消耗。如果没有缓冲电路，漏感中的能量将全部由功率开关消耗，因此，缓冲电路减轻了功率开关的负担。图3.3 缓冲电路3.3.2 功率开关MOSFET的过电压保护电路设计保护电路如图3.4所示。Uds为施加在MOSFET上的电压，通过两串联电阻分压取样，取样电压与给定电压通过比较器输出控制信号，如果过压则切断电路。具体实现方法为：控制信号加在晶体管的基极，在晶体管回路中串接一继电器的线圈，如果过压则晶体管回路导通，继电器线圈得电，控制继电器断开主电路回路。图3.4 功率开关过压保护电路3.4 主电路计算及元器件参数选型3.4.1 滤波电容和电感的选型滤波电容一般根据放电时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，电容量也越大，一般不作严格计算。 输入滤波电容取C=9900F。耐压为1.5Vdm=1.5*160=240V，取250V。即选用9900F，250V电容器。输出滤波电容选用14F/200V CBB电容，耐压200V。输入滤波电感L=9H。输出滤波电感选用0.7mH的电感。3.4.2 续流二极管的选型选用二极管时，主要应考虑其最大电流、最大反向工作电压、截止频率及反向恢复时间等参数。二极管承受最大反向电压：U=Sqrt(6)*U2=196V 考虑3倍裕量，则U=3*196=588V，取600V。最大电流按Idn=（1.52）Kfb*Id来计算选择。3.4.3 快速熔断器的选择快速熔断器用于过电流的保护，它的断流时间在10 ms以内，快速熔断器的熔体额定电流IN按下式选择：ITm=IN=1.57 ITNItm20.577 IN=20.5774A=4.6A3.4.4电力MOSFET的选择电力MOSFET主要是N沟道增强型如图3.5所示。电力MOSFET的驱动电路简单，需要的驱动功率小。开关速度快，工作频率高。热稳定性优于GTR。电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。当漏源极间加正电源，栅源极间电压为零时，器件截止；在栅源极间加正电压UGS，器件导通。选择型号为IRFP460LC的电力MOSFET，图3.5电力MOSFET的电气图形符号其导通时间为95ns，关断时间为83ns。开关时间短，适用于高频开关电路。第四章 单元控制电路设计4.1 主控制芯片的说明及其外围元件设计。PWM控制器采用Texas Instruments公司生产的全桥移相控制集成电路UC3879，其引脚排列如图4.1所示。各引脚的名称、功能和用法如下。 脚1(VREF)精密参考电压。该引脚提供一精确的5V参考电压，它由内部短路电流所限制。当VIN低于UVLO（欠电压锁定）门限电压时，VREF无效；当VREF是4.75V时，该电路也无效。为了有更好的效果，VREF脚对地最好并接一低ESR/ESL（等效串联电阻/电感）电容器。 脚2(COMP)：对地误差放大器输出。是反馈控制增益级的输出端。当该脚的电压值低于0.9V时，输出移相角为零。由于误差放大器有一个相对低的驱动能力，在驱动一个低的阻抗时，可能会出现过载。脚3(EA-)：误差放大器的反相输入端。在正常情况下，该脚接反馈电压。同时在该端与输出端COMP之间接一补偿元件。 脚4(CS)：电流检测端。是电流比较器的同相输入端，其反向端在内部设置成2.0V和2.5V。当该脚输入超过2V时，误差放大器输出电压将超过RAMP端的电压，移相控制过流比较器将限制移相角在一个基本的值上。当该脚电压超过2.5V时输出被关断软启动脚被拉至零。如果在该端输入超过2.5V的直流电压，输出端无效并保持低电平。当CS端的电压低于2.5V时，在SS端电压开始上升前，则以0度移相角输出。这种情况可使输出驱动级缓慢加上负载。 脚5、脚15(DELAYSET CD、A/B)：输出死区控制。在同一桥臂的一对开关臂关断和开通期间设置延时时间。在该脚与信号地之间并接一个电阻和电容，就可以设置不同的死区时间。脚6(SS)：软起动脚。在该脚与地之间连接一电容。可设置软启动时间。当VIN脚的电压低于UVLO门限电压，该脚的电压保持为零电压。当VIN和VREF有效时，该脚电压由内部9A电流源拉升至4.8V。当电流检测端电压超过2.5V时，该脚电压也为零。 脚7(OUTA)、脚8(0UTB)、脚12(OUTD)、脚13(OUTC)：四个输出脚都是图腾柱输出，提供100mA的驱动电流，可以直接驱动场效应管。每对中的两个输出占空比为50。A/B对用于驱动全桥电路的一个桥臂的开关管，并且有时钟信号同步。C/D对则驱动全桥电路另一个桥臂的两个开关管，它们相对于A/B对输出信号有移相角。 脚9(VC)输出功率放大级电源端。为输出级及其相关的偏置电路提供电源。在该脚与电源地PWRGND之间应接一个低ESR/ESL电容器。 脚10(VIN)：信号电压。为芯片内部逻辑与模拟电路提供电源。正常工作时在该脚接入一稳定的12V电压。为了确保工作正常，在VIN低于UVLO开启电压时，芯片不工作。在该脚与GND之间应连接一低ESR/ESL电容器。注意：当VIN超过UVLO开启电压时，注入该脚的电流由100A跳至20mA以上。如果UC3879不连接一旁路电容，它可能会立即进入UVLO状态。所以，为了保证能可靠地启动，应接一足够大的旁路电容。 脚1l(PWRGND)：电源地。在电源VC脚和PWRGND脚间接一旁路陶瓷电容。可将PWRGND与GND连接于一点，以减少噪声干扰和减少直流压降。脚14(CT)：震荡频率设置端。当选择好RT以确定最大占空比后，可用下式确定电容Ct以选择所需的开关频率：CT=Dmax/1.08RTf。在该脚与信号地之间接一高质量、低ESL和ESR的陶瓷电容。为了保证较高的精度和减少寄生分布的影响，该电容值不能低于200pF，PWM控制信号的频率最高可达到600kHz。式中f为所需的开关频率。 脚16(UVSEL)：UVLO（欠电压锁定）开启电平设置。该脚与VIN相连可设置有1.5V之UVLO迟滞的10.75V开启电压；如果该脚开路，则设置有6V之UVLO迟滞的15.25V。脚17（CLKSYNC）：双向时钟和同步。该脚作输出时，输出一时钟信号；作输入时，为同步信号引入端。当多片震荡频率不同的UC3879的CLKSYNC端相连时，他们将同步在其中的最高频率上。18脚（RT）：时钟信号/同步信号占空比设置脚。UC3879震荡产生一个锯齿波。锯齿波的上升沿由连接在RT与GND之间的电阻和连接在CT与GND之间的电容来决定。锯齿波的下降边由输出死区时间决定。电阻RT的选择由所需的最大占空比决定：RT=2.5/10mA（1-Dmax）。RT可在2.5K与100K之间选，Dmax为输出最大占空比。19脚（RAMP）：锯齿波电压端。是PWM比较器的输入脚。如果是电压控制模式，则将它接至CT脚；如果是电流控制模式，则将它连接至CS端，同时将它连接至电流检测电路的输出脚。20脚（GND）：信号地。所有电压都是相对于GND测量的，定时电容CT、参考电压Uref和输入信号电压Uin的滤波电容都应该直接接于GND。图4.1 内部结构4.2 控制方法及控制功能单元电路设计4脚接从直流端引出的取样电压，当过压时输出关断。在6脚与地之间连接一电容，设置软启动时间。9脚与地之间接一电容，10脚接一稳定的12V电压并与GND之间接一电容。14脚与GND之间接一陶瓷电容。18脚与GND之间接一电阻和连接在CT与GND之间的电容来决定锯齿波的上升边。19脚与CT脚直接相连。4.2.1正弦波产生电路的设计正弦波产生电路如图4.2所示。正弦波发生器由两部分组成，前半部分为RC串并联型正弦波振荡器，振荡频率设定在50Hz，调节电位器RP1可调节正弦波峰-峰值，从而调节SPWM信号的脉冲宽度以及逆变电源输出基波电压的大小。正弦波发生器的后半部分为移位电路，将正负对称的正弦波移位到第一象限，并使正弦波的谷点在0.9V以上。脚3引入正弦波发生器，与芯片内产生的锯齿波相叠加，产生正弦波脉宽调制波控制信号，控制驱动电路来控制MOSFET的通断。改变正弦波的幅值，即改变调制度M（调制度定义为正弦波调制波峰Unm与锯齿波载波峰值Utm之比，即M=Unm/Utm）就可以改变输出电压的幅值。具体波形如图4.2所示。4.2.2 检测及控制保护电路设计 功率开关过电流保护电路如图4.3所示。利用电流互感器T检测变压器原边电流，整流器D将检测到的电流信号整流后送到反向比较器的反向输入端，与正向输入端的给定信号相比较，将控制信号送入UC3879内的误差放大器的反向端。改变P12的阻值可调节给定值。图4.2 正弦波产生电路图4.3 功率开关过电流保护电路输入欠电压、过电压保护电路如图4.4所示。其工作原理是：通过R1和R2串联分压获取直流输入电压源的采样电压，一部分经反向比较器与给定电压相比较，如果低于给定则反向比较器输出高电平。一部分经正向比较器与给定电压比较，如果输入过电压，则输出高电平，然后两个保护信号经过一个或门，只要有一种故障发生，得到故障信号，通过二极管接到UC3879的电流检测端CS，使UC3879的输出全部关断。图4.4 输入欠电压、过电压保护电路4.3 驱动电路设计设计的驱动电路如图4.5所示。它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦Vo1，R1和R2，中间级的VT1，推挽输出电路 VT2和VT3，对高频干扰信号进行滤波的C1；5V基准部分包括R4，VZ1和C2，它既为MOSFET管提供5V的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使VT1基极电位迅速下降，VT1截止，导致VT2导通，VT3截止，电源通过VT2，栅极电阻R5，使MOSFET管导通。当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使VT1基极电位上升，VT1导通，导致VT3导通，VT2截止，MOSFET管栅极电荷通过VT3，栅极电阻R5迅速放电，5V偏置电压使之可靠地关断；电阻R5和稳压管VZ2，VZ3用以保护MOSFET管栅极不被过高的正、反向电压所损坏。光耦Vo1采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足要求。图4.5 驱动电路 第五章 实习总结 电力电子课程设计在两周的紧张忙碌之下顺利完成了，心里总算输了口气，因为难度大，时间紧，所以做完之后心情非常舒畅。 电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。迄今为止电源已成为非常重要的基础科技和产业，并广泛应用于各行业，其发展趋势为高频、高效、高密度化、低压、大电流化和多元化。同时，封装结构、外形尺寸日趋国际标准化，以适应全球一体化市场的要求。 本次课程设计是在电力电子课程学习完后进行的，平时只做过几个相关实验，而这次设计则是比较系统的对我们所学的知识的一种检验，也是我们再学习、再创新的过程。很多同学抱怨上课时没好好听课，再加上课本的枯燥无味，刘老师已经尽力了，我平时上课马马虎虎，为了能完成这次课程设计，只好也得拿起课本从头看起。 从第一天接到任务起，我就开始了电力电子的再学习过程，翻教材、图书馆借参考书、网上找资料成了每天必须完成的事情，因为不喜欢拖沓，想尽快完成任务，因为接下来还有别的课程设计以及忙着六级考试，所以根本就没有时间去放松，每天都呆在图书馆里，不懂时就会向同学讨论。 这次设计用的是UC3879芯片，这次设计之后让我对UC3879芯片有了全面的认识，在UC3849的家庭的平均电流模式控制器，精确地完成二次侧平均电流模式控制。中学方面的输出电压的调节通过遥感和输出电压的交流差异传感开关电流。被感测输出电压，驱动电压误差放大器。交流开关电流，监测电流感应电阻器，驱动器的高带宽，低失调电流检测放大器。输出电压误差放大器和电流检测放大器差异驱动高带宽，结合当前的误差放大器。在锯齿波形目前误差放大器输出的扩增和反向电感电流通过电阻感应。这电感电流下降斜率比较的PWM匝道实现斜率补偿，从而使准确和固有的快速瞬态响应负载的变化。 UC3849功能负荷的份额，振荡器同步，欠压闭锁，和可编程输出控制。多芯片运作，才能实现连接多达10个UC3849芯片并行。份额巴士和巴士提供CLKSYN负载共享和同步，以最快的振荡器分别。该UC3849是一种理想的控制器，以实现高功率，二次侧平均电流模式控制。 通过这次课程设计，不仅对课本上的知识有