车载逆变电源毕业论文.doc

山东科技大学学士学位论文 目录 车载逆变电源毕业论文目录1 绪论.1 1.1 车载逆变器及其发展.1 1.2 逆变电源技术的发展.2 1.3 逆变电源的发展趋势.52 设计总体目标.7 2.1 设计要求及系统指标.7 2.2 总体方案的选取.83 整体电路设计.11 3.1 逆变电源整体框图.11 3.2 脉宽调制技术及其原理.13 3.3 正弦波脉宽调制技术.184 逆变电源主要集成芯片外围电路及其功能简介.21 4.1 TL494外围电路及其应用.21 4.2 SG3525A外围电路及其应用.23 4.3 ICL8038外围电路及其应用.284.4 IR2110外围电路及其应用315 逆变电源单元电路设计.35 5.1 DC/DC变换电路.35 5.2 DC/AC变换电路.36 5.3 输入过压保护电路38 5.4 输入欠压保护电路38 5.5 过热保护电路39 5.6 输出过压保护电路40 5.7 输出过流保护电路41致谢词43参考文献44附录.46 附录一 外文翻译46 附录二 逆变电源原理图63山东科技大学学士学位论文 绪论1 绪论1.1 车载逆变器及其发展车载逆变电源是将汽车发动机或汽车电瓶上的直流电转换为交流电，供一般电器产品使用，是一种较方便的车用电源转换设备。它是常用的车用汽车电子用品。通过它可以在汽车上使用平时我们用市电才能工作的电器，比如电视机、笔记本电脑、电钻、医疗急救仪器、军用车载设备等，可应用于各个行业领域。按照输出波形来分，车载逆变电源可分为正弦波输出和方波输出两种。前者可提供不间断的高质量交流电，可适应任何负载，但其技术要求及成本高，电路结构比较复杂。后者提供的交流电的质量较差，且带载能力差，不能接“感性负载”。虽有较多的缺点，但是其技术要求低，体积小，电路简单，价格低。车载逆变电源按输出来分主要分两类，一类是修正正弦波逆变器和纯方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40%60%，不能带感性负载1。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容2，方波逆变器的制作方法采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。近年来出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品。1.2 逆变电源技术的发展概况逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世纪60年代，逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。最初的逆变电源采用晶闸管(SCR)作为逆变器的开关器件，称为可控硅逆变电源。由于SCR是一种没有自关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断SCR，SCR的换流电路限制了逆变电源的进一步发展。随着半导体制造技术和变流技术的发展，自关断的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管(GTR)、可关断晶闸管(GTO)、功率场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。由于自关断器件的使用，使得开关频率得以提高。从而逆变桥输出电压中低次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且对非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的逆变电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法具有结构简单、容易实现的优点，但存在以下缺点：对非线性负载的适应性不强；死区时间的存在将使PWM波中含有不易滤掉的低次谐波，使输出电压出现波形畸变；动态特性不好，负载突变时输出电压调整时间长。为了克服单一电压有效值或平均值反馈控制方法的不足，实时反馈控制技术获得应用，它是近十年来发展起来的新型电源控制技术，目前仍在不断地完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃。实时反馈控制技术多种多样，主要有以下几种：(1)谐波补偿控制当逆变电源的负载为整流负载时，由于负载电流中含有大量谐波，谐波电流在逆变电源内阻上的压降致使逆变电源输出电压波形畸变，谐波补偿控制可以较好地解决这一问题，其是在逆变桥输出PWM波中加入特定的谐波，抵消负载电流中的谐波对输出电压波形的影响，减小输出电压的波形畸变。目前这种方法只能由高速的数字信号处理器来实现。(2)无差拍控制1959年，Kalman首次提出了状态变量的无差拍控制理论。1985年，Gokhale在PESC年会上提出将无差拍控制应用于逆变器控制。逆变器的无差拍控制才引起了广泛的重视。无差拍控制是一种基于微机实现的控制方法。这种控制方法根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间，使输出电压在每个采样点上与给定信号相等。无差拍控制的缺点是算法比较复杂，实现起来不太容易，它对系统模型的准确性要求较高，对负载大小的变化及负载的性质变化比较敏感，当负载大小变化及负载的性质变化时不易获得理想的正弦波输出。(3)重复控制为了消除非线性负载对逆变器输出的影响，在UPS逆变器控制中引入了重复控制技术。Haneyoshi及Kawamura等人首先在PWM逆变器中采用重复控制消除周期性畸变。后来，邹应屿等人进一步完善了逆变器的重复控制理论，给出了一种重复控制器的设计方法，提出了自适应重复控制的理论。重复控制是一种基于内模原理的控制方法，它将一个基波周期的偏差存储起来，用于下一个基波周期的控制，经过几个基波周期的重复可达到很高的控制精度。在这种控制方法中，加到控制对象的输入信号除偏差信号外，还迭加了一个“过去的控制偏差”，这个“过去的控制偏差”是上一个基波周期中的控制偏差，把上一个基波周期的偏差反映到现在和“现在的偏差以称为重复控制。它的突出特点是稳态特性好，控制鲁棒性强。但重复控制的控制实时性差，动态响应速度慢。因此，重复控制一般都不单独使用来完成逆变器的控制，而是与其它控制方式相结合，共同来提高整个系统的性能。(4)滑模变结构控制滑模变结构控制理论起于20世纪50年代，它最显著的特点是对参数变动和外部扰动不敏感，因此非常适用于闭环反馈控制的电能变换器。早期的滑模变结构控制器采用模拟电路实现，广泛应用于电力拖动系统中。20世纪90年代中后期。台湾的邹应屿和香港大学的LKWang等人将离散滑模变结构控制理论应用到UPS逆变器中，获得了良好的控制效果。滑模变结构控制实质上是一种非连续的开关控制方法，它强迫系统的跟踪误差及其导数运行于相平面的一条固定的滑模曲线上，与系统参数变动及外部扰动无关，因此系统有极强的鲁棒性。但是，就波形跟踪质量来说，滑模控制不及重复控制和无差拍控制。(5)单一的电压瞬时值反馈控制这种控制方法的基本思想是把输出电压的瞬时反馈值与给定正弦波进行比较，用瞬时偏差作为控制量，对逆变桥输出PWM波进行动态调节。和传统PWM控制方法相比，由于该方法能对PWM波进行动态调整，故系统的快速性、抗扰性、对非线性负载的适应性、输出电压的波形品质等都比传统PWM控制方法有所提高。这种方法的缺点是系统的稳定性不好，特别是空载时，输出电压容易振荡。系统的稳定性问题限制了电压调节器增益的提高，因而输出电压的波形品质还不是很好。(6)带电流内环的电压瞬时值反馈控制带电流内环的电压瞬时值反馈控制方法是在单一的电压瞬时值反馈控制方法的基础上发展而来的。在这种方法中，不但引入输出电压的瞬时值反馈，还引入滤波电容电流或滤波电感电流的瞬时值反馈。电压环是外环，电流环是内环。电流环具有将滤波电容电流或滤波电感电流改造为可控的电流源的作用，这样控制输入和输出电压之间形成了具有单极点的传递函数，因而系统的稳定性大大提高，克服了单一的电压瞬时值反馈控制系统空载容易振荡的缺点。由于稳定性的提高使得电压调节器增益可以取比较大的值，所以突加突卸负载时输出电压的动态特性大大提高，抗扰性大大提高，对非线性负载的适应性也大大提高3。1.3 逆变电源的发展趋势随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对逆变器控制性能要求的提高，逆变电源也得到了深入的发展，目前，逆变电源的发展趋势主要集中在以下几个方面：(1)高频化提高逆变电源的开关频率，可以有效地减小装置的体积和重量，并可消除变压器和电感的音频噪声，同时改善了输入电压的动态响应能力。此外，为了进一步减小装置的体积和重量，必须去掉笨重的工频隔离变压器，采用高频隔离。高频隔离可以采用两种方式实现：在整流器与逆变器之间加一级高频隔离的DCDC变换器；采用高频链逆变技术。高频化仅限于小容量逆变电源。在大容量逆变电源中，由于工频变压器引起的矛盾相对不如小容量UPS突出，而且大容量的高频逆变器、整流器和高频变压器的制作也分别受到高频开关器件的容量和高频磁性材料的限制。(2)高性能化高性能主要指输出电压特性的高性能，它主要体现在以下几个方面：稳压性能好，空载及负载时输出电压有效值要稳定；波形质量高，不但要求空载时的波形好，带载时波形也要好，对非线性负载的适应性要强；突加突减负载时输出电压的瞬态响应特性好；电压调制量小；输出电压的频率稳定性好；对于三相电源，带不平衡负载时相电压失衡小。输出电压的高性能是用电设备对逆变电源的要求，控制方式的改进是逆变电源达到高性能的主要手段。(3)并联及模块化当今逆变电源的发展趋向是大功率化和高可靠性。虽然现在已经能生产几千千伏安的大型逆变电源，完全可以满足大功率要求的场合，但是，这样整个系统的可靠性完全由单台电源决定，无论如何是不可能达到很高的。为了提高系统的可靠性，就必须实现模块化。模块化意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合，构成一个较大容量的逆变电源。模块化需要解决逆变电源之间的并联问题，逆变电源的并联要比直流电源的并联复杂，它面临着负荷分配、环流补偿、通断控制等多方面的问题。但是，逆变电源的并联运行可以带来以下几个方面的好处：1)可以用来灵活地扩大电源系统的容量；2)可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性；3)具有极高的系统可维修性。当单台电源出现故障时，可以很方便地通过热插拔方式进行更换和维修。(4)小型化在逆变电源中，决定整个装置体积和重量的部分是变压器和LC滤波器，变压器可能放在输入部分，也可能放在输出部分，起电压隔离或电压匹配的作用；LC滤波器用于滤除PWM波中的高次谐波，滤波器的尺寸与PWM波的频谱特性有关。要使逆变电源小型化，可以采用的方法有三种：1)提高开关频率，使滤波器小型化；2)采用新的PWM控制方式，优化逆变桥输出PWM波的频谱，使滤波器小型化；3)用高频变压器实现电压的隔离及匹配，替代输入或输出的低频变压器，实现变压器的小型化。(5)高输入功率因数化对于交流输入的逆变电源，中间环节直流电源一般由二极管整流获得，其输入电流成尖脉冲状，因此，输入功率因数不高。提高整流侧的输入功率因数不仅可大大提高逆变电源对输入电能的利用率，而且可以克服逆变电源对电网产生谐波污染的缺点。(6)数字化逆变电源的数字化并不是简单的指在系统中应用了数字器件，如单片机及FPGA等，而是指整个系统的控制应用数字器件的计算能力和离散控制方法来完成，随着硬件技术的发展处理器计算速度的提高，必然促使逆变电源向数字化方向发展。(7)智能化一个智能化的逆变电源除了能够完成普通逆变电源的所有功能外，还应具有以下功能：1)对运行中的逆变电源进行监测，随时将采样点的状态信息送入计算机进行处理，一方面获取电源工作时的有关参数，另一方面监视电路中各部分的状态，从中分析电路的各部分工作是否正常；2)在逆变电源发生故障时，根据监测的结果，进行故障诊断，指出故障的部位，给出处理方法；3)自动显示所监测的参数，有异常或发生故障时，可以自动记录有关异常或故障的信息；4)按照技术说明书给出的指标，自动定期地进行自检，并形成自检记录文件；5)能够用程序控制逆变电源的启动和停止，实现无人值守的自动操作；6)具有信息交换功能，可以随时向上位机输入信息，或从上位机获取信息4。61山东科技大学学士学位论文 设计总体目标 2 设计总体目标2.1 设计要求及系统指标车载逆变器是一种能够将 DC/12V 直流电转换为和市电相同的 AC/220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为准正弦波，以克服方波逆变器不能带感性负载的特点。本设计对逆变电源的要求有：1、 输入直流电压12V或24V2、 输出220V50Hz交流电3、 驱动器件:IR2110 隔离光耦:6N136 主功率器件:60N1004、 专用芯片用TL4945、 输出电压波动时使V4导通，V3关断，=；当时使V4关断，V3导通，=0。在的负半周，V1保持断态，V2保持通态，当时使V3关断，V4导通，=0。这样，就得到了SPWM波形。图中的虚线表示中的基波分量。像这种在的半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得到的PWM波形也只在单个极性范围变化的控制方法方式称为单极性PWM控制方法。图3.7 单极性PWM控制方式波形和单极性PWM控制方式相对应的是双极性控制方式。图3.4的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图3.6所示。采用双极性方式时，在的半个周期内，三角形载波不再是单极性的，而是有正有负，所得到的PWM波也是有正有负。在的一个周期内，输出的PWM波只有正负两种电平，而不象单极性控制时还有零电平。仍然在调制信号和载波信号的交点时刻控制各开关器件的通断。在的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当时，给V1和V4以导通信号，给V2和V3以关断信号，这时如0，则V1、V4通，如果0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是输出电压=。当时，给V2和V3以导通信号，给V1和V4以关断信号，这时0，则CD2和VD3通，不管哪种情况都是= -。图3.8 双极性PWM控制方式波形可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采取双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。3.3 正弦波脉宽调制技术的实现方法 3.3.1软件生成法由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即自然采样法和规则采样法。 自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。 规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样7。 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。 3.3.2硬件调制法硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波8。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。山东科技大学学士学位论文 逆变电源主要集成芯片外围电路及其功能简介 4 逆变电源主要集成芯片外围电路及其功能简介4.1 TL494外围电路及其应用1.TL494外围电路图4.1 TL494外围电路图50HZ脉冲产生芯片TL494外围电路如上图所示: 15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。过热保护的R4为200，则15脚的电压为6.22V大于16脚电压。14脚输出基准电压，因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端13脚与14脚连在一起。12脚为电源端，接外部12V电压。8、11脚末级三极管集电极，此处亦接外接电源。9、10引脚用于输出50K的脉冲控制开关管。7脚为接地端，5、6脚外接震荡电阻和电容用于控制输出脉冲频率。4脚为死区控制端其上加0-3.3V电压时，可使截止时间从2%线性变化到100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护9。TL494 的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。 图4.2 集成芯片TL494管脚及波形图表4.1 TL494引脚菜单引脚符号功能典型电压1V1(+)误差放大器1误差信号输入端（同相信号端）2.62V1(-)误差放大器1误差信号输入端（反相信号端）2.63VOUTC误差放大器1和2输出信号补偿组件连接段44CONT死区控制信号输入端，所加控制电压可调输出脉冲宽度0.35CT振荡器外接振荡电容连接端，与6脚外接的电阻一起可产生频率f=1.1/Rc的锯齿信号0.4-4v6RT振荡器外接振荡电阻连接端，见5脚说明3.77GND基准电源电源电路接地线端08CA推挽电路输出信号端A,输出电压可达40V,电流为200mA（反相输出）0-15v9EA推挽电路输出信号端A,属同相信号输出端010EB推挽电路输出信号端B,属同相信号输出端011CB推挽电路输出信号端B，输出电压可达40V，电流为200mA(反相输出)与8脚等相位差180度的脉冲波12VccIN工作电源电压输入端2513OUT CON输出方式设定信号输入端。当该脚接基准电压是，输出呈推挽型，输出方波最大占空比为48；当该脚接地是内部二个输出晶体管并联工作输出电流可达400mA，最大占空比为96514+5+5V基准电源输出端，可输出5V的基准参考电压515V2(-)误差放大器误差信号输入端（反相信号端）5.416V2(+)误差放大器误差信号输入端（同相信号端）04.2 SG3525A外围电路及其应用随着电力电子技术的发展，各种大功率全控型器件相继推出，其中 MOS型功率晶体管发展非常迅速，由于它具有高耐压 、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间短等优点，在许多方面可替代双极型晶体管，其工作频率可提高到200kHz以上，常常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制(PWM) 方式10。集成脉宽调制器SG3525A是美国硅通用公司（Silicon General）生产的双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100kHz,工作温度为070,适宜构成100W500W中功率推挽输出式开关电源。它是美国硅通用公司的第2代产品，它是一种性能优良功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。可用于驱动N沟道的高频功率MOS管，由于它简单可靠及使用方便灵活大大减化了脉宽调制器的设计及调试11 。 SG3525A是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。图4.3 SG3525A管脚及实物图表4.2 SG3525A 的引脚功能1.Inv.input(引脚 1)误差放大器反向输入端2.Noninv.input（引脚2)误差放大器同向输入端3.Sync(引脚 3)振荡器外接同步信号输入端4.OSC.Output(引脚 4)振荡器输出端5.CT(引脚 5)振荡器定时电容接入端6.RT（引脚 6）振荡器定时电阻接入端7.Discharge(引脚 7)振荡器放电端8.Soft-Start(引脚 8)软启动电容接入端9.Compensation(引脚9)PWM比较器补偿信号输入端10.Shutdown(引脚 10)外部关断信号输入端11.Output A（引脚 11）输出端 A,引脚 11 和引脚 14 是两路互补输出端。12.Ground(引脚 12)信号地13.Vc(引脚 13)输出级偏置电压接入端14.Output B（引脚 14）输出端 B,引脚 14 和引脚 11 是两路互补输出端。15.Vcc（引脚 15）偏置电源接入端16.Vref(引脚 16)基准电源输出端，该端可输出一温度稳定性极好的5V基准电压。SG3525A工作特点:(1) 工作电压范围宽：835V。 (2) 5.1（1.0%）V微调基准电源。 (3) 振荡器工作频率范围宽：100Hz-400KHz. (4) 具有振荡器外部同步功能。 (5) 死区时间可调。 (6) 内置软启动电路。 (7) 具有输入欠电压锁定功能。 (8) 具有 PWM 琐存功能，禁止多脉冲。 (9) 逐个脉冲关断。 SG3525A 的工作原理 SG3525A内置了 5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525A还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和 Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于 SG3525 内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525A内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 SG3525A的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5pF的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525A才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上12。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当 Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM 琐存器将立即动作，禁止SG3525A的输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown 引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525A 的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在 SG3525A的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，SG3525A还具有以下功能，即无论因为什么原因造成 PWM 脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM 琐存器才被复位。 SG3525A外围电路图4.4 SG3525A外围电路图PWM波产生芯片SG3525A的外围电路如上图所示：引脚1、2分别为内部放大器的反向输入端和同向输入端。1脚与基准电压输出端16脚连接，使1脚为高电平。2脚接地。3脚为同步端，此处仅一片芯片，故3脚不用。4脚为振荡器输出，亦不使用。5脚接震荡电容和6脚接震荡电阻将确定内部锯齿波的震荡频率。 f= （4-1）7端的电阻为震荡电容的放电端。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽，放电电阻越大，放电时间越长;反之，则放电时间短。8脚为软启动端，通常外接一个5uF的电容用于软启动。9脚为补偿端，此电路中输入正弦波，10脚为封锁端，引脚电位大于0.7V时，芯片停止工作，和相应的保护电路相连。11、14脚交替输出相位相反的脉冲波。12脚接地端。13、15脚为电源端，接外接电源。在本次设计中震荡电容为2200pF，震荡电阻R34和R35分别为10K、1K，则内部锯齿波震荡频率为56.8K.4.3 ICL8038外围电路及其应用 ICL8038精密函数发生器是采用肖特基势垒二极管等先进工艺制成的单片集成电路芯片，电源电压范围宽、稳定度高、精度高、易于用等优点，外部只需接入很少的元件即可工作，可同时产生方波、三角波和正弦波，其函数波形的频率受内部或外电压控制，可被应用于压控振荡和FSK调制器。图4.5 ICL8038 外围电路 使用单电源时三角波和正弦波的电压平均值等于Vcc/2 ,正弦波幅度为Vcc/5，而方波幅度是Vcc/3 。采用双电源时,所有输出波形相对于地 电平都是正、负对称的。在本次设计中需要用到电压比较器对相应信号进行处理。由于电子电路集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电、低功率消耗的运算放大器相适用。常用的运算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作电压为2V18V,消耗电流为50250mA。目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电。为了减少电路的不必要损耗，而且本设计中对运算放大器的要求不高，因而本次设计中的运算放大器均采用低功耗型TL-022C. 图4.6 ICL8038管脚及波形图表4.3 ICL8038 的引脚功能1.ADJ1(引脚1)正弦波输出端2.SW(引脚2)正弦波输出端3.TRI(引脚3)三角波/锯齿波输出端4.DR1(引脚4)恒流源调节5.DR2(引脚5)恒流源调节（外接电阻端）6.VCC(引脚6)正电源10V18V7.FM-B(引脚7)内部频率调节偏置电压输出端8.FM-IN(引脚8)调频控制输入端9.SW(引