基于SVPWM的三相电压型PWM整流器的仿真设毕业论文.doc

武汉科技大学本科毕业设计基于SVPWM的三相电压型PWM整流器的仿真设毕业论文目录1 绪论11.1 课题的研究背景与意义11.1.1 谐波的危害和抑制21.1.2 PWM整流器国内外研究现状21.2 电压型PWM整流器的控制技术31.3 本文的主要研究内容和重点42 三相PWM整流器原理、控制策略与调制技术62.1 PWM整流器的基本原理62.2 PWM整流器的拓扑结构82.2.1 单相全桥PWM整流器拓扑结构82.2.2 三相半桥PWM整流器拓扑结构92.3 三相电压型PWM整流器的低频数学模型112.3.1 ABC静止坐标系下的低频数学模型112.3.2 两相旋转坐标系下的低频数学模型132.4 三相电压型PWM整流器的电流控制策略152.4.1 间接电流控制152.4.2 直接电流控制162.5 SVPWM调制技术基本原理172.6 本章小结193 三相电压型PWM整流器的建模和仿真213.1 SVPWM算法实现213.2 主电路参数设计263.2.1 直流电压的选择263.2.2 网侧电感值的设计273.2.3直流侧电容的设计273.3 电压空间矢量控制的三相VSR的仿真研究273.3.1 三相VSR电流解耦273.3.2三相VSR双环反馈PI参数设定293.3.3三相VSR整流状态下的仿真结果313.3.4 SVPWM与SPWM效果对比323.4 本章小结33参考文献34结论与展望35致谢361 绪论从20实际30年代的水银整流器到1957年的第一支晶闸管再到如今的MCT(MOS控制晶闸管)、SIT(静电感应晶体管)及IGCT(静电感应晶体管)等等。随着功率半导体技术的不断发展,越来越多的电力电子装置广泛运用于电化学工业、铁道电气机车、钢铁公业、电力工业等诸多领域。其引起的无功污染及谐波问题引起了人们的日益关注，逐渐推动了PWM整流技术的应用与研究。在1982年，BusseAlfred等人首先提出了基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑结构及其电网侧电流幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数电流控制，之后AkagiHirofulni等人提出了基于PWM整流器拓扑结构的无功补偿器控制策略。随着全控器件的问世，应用全控型器件实现PWM技术构架下的整流设计的研究进入高潮。各种不同类型和用途的全控器件呈井喷式涌出，它们在有源滤波、超导储能和高压直流输电等领域扮演者愈发重要的作用。并伴随着这些领域的进一步研究发过来促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。因此PWM技术的产生及应用对提高电力电子装置的性能，治理电网谐波污染以及推动电力电子技术的发展起着十分重要的作用。1.1 课题的研究背景与意义随着电力电子技术近20年来的飞速发展，于电力、化工、冶金、通讯、煤炭、家电等领域都得到了广泛应用。而电力电子器件大多都需与电网接口，因此对三相整流器的研究引起了人们广泛的关注。整流器的发展经历了不可控整流、相控整流和PWM整流三个阶段的过度。传统二极管不可控整流和晶闸管相控整流器虽然具有电路简单，控制方便等优点，但它们不可避免的存在以下主要缺陷：(1) 对公用电网注入大量的谐波；(2) 工作于深度相控状态时，整流装置功率因数极低；(3) 交流输入电流存在畸变，从而容易进一步引起电网电压波形的畸变；(4) 直流侧需要选择较大的平波电抗器和滤波电容以滤除纹波。这将导致装置的体积、重量增大，增加了系统的成本；(5) 相控方式导致调节周期长，加之输出滤波时间常数又较大，所以系统的动态响应较慢。上述两种传统整流装置，都会产生功率因数较低的高次谐波，这些谐波将会引起电网正弦电压的畸变，从而会增加输电线路和各处变压装置损耗，对电网上接入的其他用电设备造成严重的电磁干扰；同时，功率因数过低还会造成电源系统的不稳定。因此现今世界范围内流行的一系列对用电装置的功率因数和波形失真度的限制标准，如：IEC制定的IEC5552标准、欧洲制定的IEC100032标准。我国颁布的GB/TI454993标准，得到了人们的广泛认可。1.1.1 谐波的危害和抑制对非正弦周期波进行傅立叶分解，除了可以得到基波分量外，还得到一系列大于基波频率的谐波分量。谐波会对电网和其他系统产生干扰，造成极大的危害。谐波对电网和其它系统的危害主要有以下几方面2：(1) 增加了公用电网的附加输电损耗，降低了发电、输电设备的利用率；(2) 引起用电设备发热，使它们的绝缘部分老化，降低用电设备的寿命；(3) 造成电网与补偿电容器之间发生并联谐振或串联谐振。谐振使谐波电流放大数倍甚至数十倍，引起电容器过热而烧毁；(4) 导致继电保护和自动装置误动作，使电气测量仪表计量不准确；(5) 对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；严重者还会导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。解决电网谐波污染的途径主要有两种：一种是被动补偿方案，另一种是主动补偿方案。前者是产生谐波后采用补偿和校正装置来补偿位移因数和波形畸变，而后者是通过对电力电子装置本身进行改造从而达到消除谐波源的目的，是解决谐波问题的根本措施。在MOSFET、IGBT等全控器件组成整流电路中应用PWM控制技术，可提高系统功率因数、实现能量的双向流动，进而有效降低了能源损耗，真正实现绿色电能应用。 1.1.2 PWM整流器国内外研究现状PWM整流器作为PWM控制技术与电力电子装置的整合，是电力电子技术和电能变换等领域的研究中最具前景的的方向之一。经过国内外专家学者多年的研究，PWM整流器在电路拓扑结构，数学模型，控制方法等领域取得了丰硕的研究成果，下面分别给予说明3。1.关于PWM整流器的建模研究PWM整流器数学模型的建立是其一切研究的基础。自从基于坐标变换的PWM整流器的数学模型被提出之后，各国学者围绕这一重要研究成果进行了延伸与拓展，其中R.wu.S.Bewan等较为系统地建立了PWM整流器的时域模型4，并给出了高频和低频模型下相应的时域解。而ChunT.Rm和DongYHu等则进一步建立了dq同步旋转坐标下的低频等效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上，Hengchun Mao等人又建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了PWM整流器的数学模型及特性分析。2.关于电压型PWM整流器的电流控制策略研究为了控制电压型PWM整流器网侧电流特性，需选择一种优秀的电流控制策略。而在PWM整流器技术发展过程中，主要出现了两大类电流控制策略：一类是间接电流控制策略5；另一类就是目前占主导地位的直接电流控制策略6。间接电流控制实质上就是幅值相位电流控制，由于这种控制策略存在一些明显的缺点，已经越来越无法满足人们对控制性能的要求，故其逐步被另一类性能更加优越的直接电流控制策略取代。直接电流控制是一种电流瞬态跟踪控制方法，具有动态性能好，限流容易、电流控制精度高等优点，因此广受学术界的关注，各种不同的控制方案不断涌现，主要包括有PID控制，预测电流控制，滑模变结构控制，Lyapuaov方法，极点配置，二次型最优控制，非线性状态反馈控制，模糊控制等方式。3.关于PWM整流器拓扑结构的研究PWM整流器拓扑结构经过多年的探索和不间断的研究，其结构从简单到复杂，从单相到多相，取得了长足的进展。在小功率场合，减少功率开关和改进直流输出性能成为研究的重中之重。对于中功率场合，三相乃至多相组合拓扑电路应用占据绝大多数时刻。至于大功率PWM整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平、变流器组合以及软开关技术上。高压大容量场合适于多电平拓扑结构，而单处于大电流应用环境是，变流器组合拓扑结构就成了不二之选。如今电压型PWM整流器已经发展到一定阶段，很难有大的突破。而电流型PWM整流器因发展较少，有待进一步研究。1.2 电压型PWM整流器的控制技术决定PWM整流器发展的关键要素是控制技术。而如何保持直流侧输出电压的稳定，不受扰动的影响；如何使交流侧电流适应不同的应用场合，实现对功率因数和快速性的要求，这就成为PWM控制技术必须要解决的两个难题。而由于以上控制目标，对交流侧输入电流的控制则成为此项技术的关键。其实对输入电流的有效控制实质上是对变换器能量流动的有效控制，也就控制了输出电压。基于这个观点，我们可以把PWM整流器分为直接电流控制和间接电流控制两大类。间接电流控制是一种通过控制整流器的交流侧电压基波相位和幅值，进而间接控制其网侧电流的方法，故其也称幅相控制；直接电流控制通过运算求出交流电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。从系统控制器的结构形式划分，直接电流控制又可以分为三种类型：(1) 电压、电流双闭环控制方式。这也是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。其控制特点是通过dq坐标变换及电流解耦对有功电流和无功电流进行独立控制。电压外环达到稳定直流侧输出电压的目的，其PI环节的输出作为电流有功分量的参考值。而电流内环不仅能控制电流达到期望值，而且只要在其中加限幅就能达到过流保护的目的，其优点突出。(2) 以整流器的小信号线性化状态空间模型作为基础，电压、电流统一进行控制，为整个系统配置闭环极点或设计最优二次型调节器。这种控制方式中各个静态工作点的状态空间模型及与之对应的反馈矩阵需要事先离线算出，然后存入存储器。工作时，检测负载电流或等效负载电阻来确定当前的工作点，然后查表读取相应的反馈矩阵。这种方式的控制效果不错，只是对静态工作点的划分要求很细，占用的存储空间较大，离线计算量也比较大，实现较为复杂。(3) 非线性控制方法。由于整流器在本质上是非线性的，所以用非线性进行控制更为适合。基于Lyapunov法的PWM整流器控制具有良好的控制效果，更重要的是它能使整流系统绝对稳定。从PWM整流器的模型来看，它属于非线性系统。这类系统可以通过非线性状态反馈在实现系统线性化的同时实现解耦。1.3 本文的主要研究内容和重点三相PWM整流器一般可分为三相电压型PWM整流器和三相电流型PWM整流器两种。本文的主要研究对象为三相电压型PWM整流器。目前，PWM控制技术有许多种，其中主流的有两种：一是正弦波PWM(SPWM)控制策略；二是电压空间矢量PWM(SVPWM)控制策略。两者相比各有优劣，视应用情景不同而自行选择。SPWM控制策略虽然控制简单，而且电网低次谐波分量较小，但是其直流侧电压利用率低。SVPWM的主要是通过控制变流器电压空间矢量切换来获得准圆形的旋转矢量场，进而模拟三相电压，从而在较低的开关频率 (l3kHz)下，使交流电动机性能更加优越。利用SVPWM电压利用率高和动态响应快等优点在PWM整流器控制中实现控制算法优化，使得本课题的研究具有了现实意义。本文对所做的工作主要在于系统建模、仿真、调制技术选择，主要可以概括如下：1. 在查阅了大量国内和国外文献和材料的基础上，对PWM整流器研究现状有了较为系统的认知。2. 参考其他文献对PWM整流器的工作原理做了简要分析，并由此推导了系统模型及不同坐标系下的变换公式，并对其进行动态和静态性能分析。3. 介绍三相电压型PWM整流器各种电流控制方法，重点研究三相电压型PWM整流器的直接电流控制方法和SVPWM调制算法，对三相电压型PWM整流器的主电路电容电感参数进行理论设计。4. 进行三相电压型PWM整流器系统的仿真事件，构建主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器仿真模块，验证最终的控制效果，并分析得出结论。2 三相PWM整流器原理、控制策略与调制技术2.1 PWM整流器的基本原理PWM整流器是一个交、直流侧均可控的四象限运行的变流装置，其电路模型如图2.1所示，由此可分析其原理7：图2.1 PWM整流器模型电路其中Us为交流电动势，Ls、Rs分别为网侧电感和其等效电阻，Ur为功率开关管桥路交流侧电动势；Udc为直流侧电压，RL、eL分别为负载电阻和负载电动势。功率开关管桥路可分为电压型和电流型两种。当不计功率开关管桥路损耗时，可得交、直流侧功率平衡关系式： Ur*is=Udc*idc (2.1)式中 Ur、is 交流侧电压和电流；Udc、idc 直流侧电压和电流。从上式(2.l)可知，控制了交流侧桥路电压Ur，即可实现对直流侧电压Udc的控制，反之亦成立。接下来我们将重点从交流侧入手，分析PWM整流器的控制原理和各个运行状态。如图2.1所示，假设电网电压为零初始相位，其幅值为Um，交流侧电流为is，幅值为im，交流侧桥路电压为Ur，则有以下等式：Us=UmcostLS=Us-Ur-Rsis (2.2)其等效电路如图2.2所示：图2.2 PWM整流器交流侧等效电路当PWM整流器运行在稳定状态时，其交流输入侧电压由一系列等高不等宽的密集脉冲序列组成，可近似为图2.3的波形，其中脉冲幅值与直流电压Udc相等。若整流器的调制电压Uc为50Hz的正弦波，则桥路电压Ur的基波电压也为50Hz正弦波，其幅值大小由调制电压Uc的幅值决定。改变Uc的幅值和相位，桥路电压Ur的幅值以及Ur的基波电压和Us的相位角也将随之发生变化。因此，PWM整流器的交流侧可以看成是一个幅值和相位均可调的交流电源。通过控制整流器交流侧输入电压，可以使交流侧输入电流is成为与Us相位相同的正弦波，从而实现网侧单位功率因数运行。在图2.3中，实线表示Ur的基波电压，虚线表示电网电压Us。图2.3 PWM整流器交流侧电压波形若假定电网电压Us为参考量，并假设交流侧电流is与Us间的滞后角为，整流器交流侧电压Ur的基波电压与Us的滞后角为，则可得到两种不同工作壮况时的矢量图，如图2.4所示：图2.4 (a)整流状态矢量图 (b)逆变状态矢量图从图2.4可得知，若电网电压保持恒定时，通过改变交流侧桥路电压Ur的幅值大小和其滞后角，就能影响交流侧电流is的大小和相位，同时使is更加接近正弦，实现整流器直流侧电压的稳定，而且还能实现单位功率因数控制和电能的双向流动。在图2.5中形象地表示了PWM整流器四象限运行是的4种特殊的工作状况：1. 当桥路电压矢量Ur处于图2.5a的状态时，电网电压Us超前交流侧电流is有90相角，则PWM整流器输入端呈现纯电感特性，只从电网吸收感性无功功率，而不吸收有功功率。2. 当桥路电压矢量Ur处于如图2.5b的状态时，电网电压Us与交流侧电流is同相位，则PWM整流器输入端呈现正电阻特性，功率因数为1。3. 当桥路电压矢量Ur处于如图2.5c的状态时，电网电压Us滞后交流侧电流is有90相角，则PWM整流器输入端呈现纯电容特性，只从电网吸收容性无功功率，而不吸收有功功率。4. 当桥路电压矢量Ur处于如图2.5d的状态时，电网电压Us与交流侧电流is相差180相角，则PWM整流器输入端呈现负电阻特性，功率因数为-1。图2.5 PWM整流器四象限运行原理图2.2 PWM整流器的拓扑结构2.2.1 单相全桥PWM整流器拓扑结构图2.6 单相全桥电压型PWM整流器拓扑结构单相PWM整流器拓扑结构如图2.6所示，通过对开关TlT4的通断控制，就可在整流器的交流输入端产生正弦调制PWM波电压UAB。UAB中不含有低次谐波成分，只含有与目标信号频率相同且幅值成比例的基波分量以及与三角载波有关的高频谐波。由于交流侧电感具有滤波作用，高次谐波对交流侧电流is不会产生太大的影响，在理想情况下，当被调信号与电网电压Us频率一致时，is是与电网电压同频率的正弦波。如果对UAB中基波分量的幅值和相位进行控制，就可以使交流侧电流波形正弦化且网侧功率因数接近1。以单位功率因数整流状态为例，假设 (2.3)在理想情况下，假设整流器无损耗，根据功率平衡原理，整流器的瞬时输入功率Pin(t)等于瞬时输出功率Pout(t)，即： Pin(t)=us(t)*is(t)=UmIm(1+cos2t) =Pout(t)=udc(t)*idc(t) (2.4)由此看出，PWM整流器的瞬时输入功率Pin(t)是变化的，且以2倍于电网频率脉动。 idc=(1+cost) (2.5)可见，PWM整流器的输出电流idc(t)是以2倍于电网频率脉动的。2.2.2 三相半桥PWM整流器拓扑结构图2.7 三相半桥电压型PWM整流器拓扑结构图2.8 PWM整流器输入侧等效电路和向量图三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构一般采用如图2.7的三相半桥电路，其交流侧等效电路可表示为图2.8a。其中Us为电网电压，Ur为整流器交流侧电压，N为电网中点，G为输出滤波电容中点， i为交流侧电流，Udc为整流器直流侧电压。当输入电网电压和整流器三相控制电压对称时，电网中点N和电容中点G具有相等的电位，三相电路互相独立，图2.8b为A相等效电路的向量图。设电网电压为： usa=Umcos(t) (2.6a) usb=Umcos(t-) (2.6b) usc=Umcos(t+) (2.6c)设整流器交流电流基波为： ia=Imcos(t-) (2.7a) ib=Imcos(t-) (2.7b) ic=Imcos(t-+) (2.7c)设整流器控制电压为： uca=Imcos(t-) (2.8a) ucb=Imcos(t-) (2.8b) ucc=Imcos(t-+) (2.8c)式中，m为调试比，0m0，则A=1，否则A=0；若Uref20，则B=1，否则B=0；若Uref30，则C=1，否则C=0。令N=4*C+2*B+A，则可以得到N与扇区的关系，通过下表3.1得出Uout所在的扇区(如图2.15)。表3.1 N与扇区的对应关系N315462扇区 仿真模型如图3.2所示：图3.2 扇区N判断(2) 确定各扇区相邻两非零矢量和零矢量作用时间由图3.1可以得出： (3.7)则上式可以得出： (3.8)同理，以此类推可以得出其它扇区各矢量的作用时间，可以令： (3.9)得到如下的仿真图：图3.3 中间变量XYZ可以得到各个扇区T1、T2、T0作用的时间如下表3.2所示。表3-2 各扇区T1、T2、T0作用时间N123456T1ZY-Z-XX-YT2Y-XXZ-Y-ZT0TPWMTs-T1-T2如果当T1+T2TPWM，必须进行过调制处理，则令: (3.10)图3.4 T1和T2计算(3) 确定各扇区矢量切换点定义： (3.11)三相电压开关时间切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3与各扇区的关系如下表3.3所示，其模块仿真图如下图3.5所示。表3-3 各扇区时间切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3N123456Tcmp1TbTaTaTcTcTbTcmp2TaTcTbTbTaTcTcmp3TcTbTcTaTbTa图3.5 计算切换时间ta tb tc为了限制开关频率，减少开关损耗，必须合理选择零矢量000和零矢量111，使变流器开关状态每次只变化一次。假设零矢量000和零矢量111在一个开关周期中作用时间相同，生成的是对称PWM波形，再把每个基本空间电压矢量作用时间一分为二。例如扇区I，逆变器开关状态编码序列为000，100，110，111，110，100，000，将三角波周期TPWM作为定时周期，与切换点Tcmp1、Tcmp2、Tcmp3比较，从而调制出SVPWM波，其输出波形如图3.6所示。同理，可以得到其它扇区的波形图。图3.6 扇区I内三相PWM调制方式3.2 主电路参数设计系统设计总体框图如下：图3.7 系统设计框图3.2.1 直流电压的选择对Udc的选择既要考虑满足负载的要求，还要考虑不引起网侧电流过度畸变。根据文献11，Udc的取值下限为：SPWM： Udc2V1x (3.12)SVPWM： UdcV1x (3.13)式中：SPWM表示三角载波的正弦PWM调制；SVPWM则表示空间矢量PWM调制；V1x为网侧电源相电压基波的有效值。3.2.2 网侧电感值的设计L的取值既影响电流环的动、静态特性，又制约着整流器的输出功率、功率因数以及直流电压11。通过查阅大量文献，我们可以发现许多不同的L选择原则，但它们的取值都偏大，给L的选择造成了困难11-13。本文通过大量的计算与多次仿真实践，确定了选用文献12给出的L下限及文献14给出的L上限，发现不仅能缩小L的取值，而且结果较为理想： Ls (3.14)式中：Um为交流侧电源相电压的幅值；为电源角频率；Ts为开关管的开关周期即采样时间；Im为交流侧电流的幅值Pout为整流器的输出功率。3.2.3直流侧电容的设计电容C主要对交、直流能量交换起缓冲作用并抑制直流侧的电压谐波11本文采用文献11给出的C上限和文献13给出的C下限，综合分析直流电压跟随性能、抗扰性能的要求，折衷处理可得： C (3.15)式中：Umax为最大直流电压波动；cos为功率因数；tr为由不可控整流电压的平均值跃变到直流电压的设定值所需的上升时间。3.3 电压空间矢量控制的三相VSR的仿真研究3.3.1 三相VSR电流解耦在三相交流对称系统中，若只考虑交流基波分量，在dq坐标系下，可发现dq分量存在耦合。为便于分析及设计，对电流进行解耦，则可得到独立的dq直流分量，从而把电流跟踪系统电流变成了恒值调节系统。使d轴与Us轴重合，则d轴可以表示有功分量参考轴， q轴表示无功分量参考轴，从而便于有功、无功电流的独立控制。对于动静态性能要求比较高的三相直接电流控制中，由于dq坐标控制策略是对直流量的控制，其控制精度高，系统稳定性好，因此拥有一定的优势。对于三相电压型PWM整流器在dq坐标下的交流侧的状态方程，重写如下： (3.16)上式表明dq轴电流受到的扰动有：交叉耦合电压Lsiq和-Lsid的扰动、电网电动势usd、usq的扰动，故需要寻找一种控制策略对系统进行解耦以满足分析设计的要求。假设三相电压型PWM整流器交流侧电压矢量urd、urq包含3分量，如下式所示： (3.17)把(3.17)代入式(3.16)得： (3.18)由式(3.18)可知，只要设法使该式成立，即可实现d、q的完全解耦，达到独立控制的目的。实现三相PWM整流器电流内环解耦控制的原理如下图3.8所示。由于引入了电流状态反馈，电流内环解耦过程的实质是：在各轴的电流PI调节结果中注入含有其它轴电流信息的分量，注入的分量与控制对象产生的耦合量大小相等、方向相反。同时引入电网电压usd、usq作为前馈补偿，使得系统的动态性能得到进一步提高。图3.8 三相PWM整流器电流内环解耦控制原理图根据式(3.18)并结合图3.8可得到urd、urq控制方程如下： (3.19)式中 Kip、Kil电流环比例调节增益和积分调节增益； i、iid、iq电流的给定值。将式(3.19)代入式(3.17)，整理成矩阵形式，得： =-(K+) (3.20)使用该