小功率开关磁阻电动机调速系统的设计毕业论文.doc

第一章 绪论1.1 开关磁阻电机的产生上个世纪60年代以前，在需要可逆、可调速和高性能的电气传动技术领域中，直流传动系统一直占有统治性的地位。但是，直流电动机存在致命的弱点，在直流电动机运行的时候，利用电刷和换向器进行换向的时候会产生换向火花，因此直流电动机无法做成高速、大容量的机组。而且直流电动机造价高，维护困难，直流供电也有难度。纪60年代以后，随着电力电子学、微电子学和现代控制理论的发展，交流电气传动技术得到了飞速的发展，开始挑战直流电气传动的统治地位，特别是交流电机的矢量控制和直接转矩控制理论的产生以及应用技术的推广，使得交流传动具备了调速范围宽、稳态精度高、动态响应快速以及可以四象限运行(即正转、反转、电动、制动)等良好的技术性能，其静态、动态性能完全可以与直流传动系统相媲美，然而，交流传动系统也存在自身的不足，比如传动系统复杂、价格高、力矩指标有待进一步提高等一系列问题。正是在电气传动技术得到迅猛发展的时代背景下，20世纪80年代园际上推出了一种新型交流电动机调速系统一开关磁阻电动机调速系统。它融新的电动机结构-开关磁阻电动机与现代电力电子技术、控制技术为一体，兼有异步电动机变频调速系统和直流电动机调速系统的优点，已成为当代电气传动的热门课题之一。1.2 国内外SRM的发展国内外对开关磁阻电动机调速系统做了进一步的研究，目前的研究热点主要有；(1)、进一步完善开关磁阻电动机的设计理论，建立一套效率高、适用于工程设计要求的优化设计法。开关磁阻电动机的非线性使其性能分析和计算较为困难。目前，采用二维非线性有限元方法分析电机内的饱和磁场具有局限性：第一，对以路为基础的设计方法研究不够，由路的方法导出的设计公式能以清晰的物理概念体现设计变量与结果之间的联系，而场的方法则显得比较抽象，就设计方法的经济性和正确性综合考虑，用路的方法设计，而用场的方法来校核是一种比较理想的方法；第二，现有场的方法精度有待提高，应计及端部效应，开展开关磁阻电动机三维场的研究。在此基础上，开展计算机辅助设计，向智能化方向发展。(2)、加强对铁心损耗理论的研究。开关磁阻电动机磁场特性的非线性导致相绕组供电电压和电流波形比较复杂，一般为单向脉动的非正弦波；定、转子各部分铁心中的磁通密度变化规律也不相同，因此对定、转子铁心损耗的计算和测量都很困难，目前面临的主要问题是如何建立准确、实用的铁心损耗计算模型和分析、测试方法。(3)、加强对转矩脉动及噪声的理论研究，提高电机的功率因数。减小开关磁阻电动机的振动和噪声的关键在于如何减小作用在定子上的径向力。从电机自身的结构设计上，主要是合理设计磁场结构、定子磁轭强度和电机刚度，合理选择气隙、极弧参数及励磁方式，优化绕组的拓扑结构。从控制角度看，主要是优选导通角和关断角及调节脉冲宽度，尽可能调节好各相工作参数的对称性。(4)、改善电机静态及动态性能仿真模型。开关磁阻电动机的性能分析方法还处于探讨阶段，有待进一步完善。(5)、完善开关磁阻电动机、功率变换器及控制器三者之间的协调设计，应该把这三者作为一个整体来进行优化设计，不应该将各部分的设计分裂开。目前的研究，尚停留在仅对特定类型的开关磁阻电动机调速系统分析核算的水平，只能完成局部的综合设计和个别参数的优化。(6)、实用无位置传感器方案的研究。目前，国内外提出许多无位置传感器转子位置检测方案，比如，通过测试电机非激磁相绕组电感来估算转子位置；利用探测线圈的自感和互感估算转子位置；在定子两个凸极之间安装金属平板，通过电容的变化来估算转子位置等。如果将这些无位置检测方案应用于开关磁阻电动机调速系统，可以使系统更加简单。(7)、开关磁阻电机转矩波动最小化技术。开关磁阻电动机运行中的转矩脉动较大是其一个主要的缺点，因此如何获取最佳的绕组电流波形以使开关磁阻电机转矩波动最小就成为主要的研究方向。目前，主要的研究成果有利用迭代学习控制和转矩分配函数减小转矩波动。这种方法以绕组电流作为开关磁阻电动机调速系统的输入量，转矩作为系统的输出量，利用迭代学习控制方法不断调整绕组中的电流、以得到希望的输出转矩。这种方法完全从控制工程的角度，实现转矩的波动的最小化，它不需测量电机磁特性，控制器结构简单。计算工作量小，便于微机控制，是一种很有前途的控制方法。1.3 SRD的研究发展方向目前，SRD的研究方向主要集中在更优的电机建模、更简便的位置传感器、合理的开关元件、更小的噪声、更高的功率因数和优化控制系统方面。1.31 SR电动机建模的研究SR电动机数学模型的精确建立与描述直接决定和影响电机的优化设计、电机动态性能分析、电机效率评估等，也是电机的高性能控制的基础。目前已有多种SR电动机磁链建模方法，如线性法、准线性法、函数解析法、表格法、有限元分析法和神经网络法等。1.32 噪声的抑制和提高SR电动机的功率因数虽然针对SR电动机的转矩脉动及噪声大的问题提出了许多改进方案，但仍有待进一步解决。从SR电动机自身的结构设计和控制角度两个方面对转矩脉动和噪声进行抑制。1.33 探索实用无位置传感器检测转子位置方案开关磁阻电动机的特性之一是开关性，就是要根掘转子的位置对各相绕组进行通电，因而必须获得SRM的位置信息。常见的方法是在定子和转子上安装一定数量的位置传感器，利用传感器发出的信号获得转子与定子的相对位置关系。采取这种方案主要优点是比较简单、可靠。但这不仅会提高系统成本和复杂程度，更重要的是会降低SRM系统结构的峰固性，影响整个系统的可靠运行，尤其是在某些应用环境比较恶劣的场合。因此如何让它去掉位置检测器，直接利用电机的电压和电流信息间接确定转子位置，从而使系统结构更加峰固，运行更加可靠、高效，成本更加低廉，无疑是一个很有潜力的研究方向。1.34 变换器方案确定和主开关元器件选择开关磁阻电动机调速系统的性能和制造成本，在很大程度上取决于变换器主电路的结构形式。变换器是根掘控制器的指令输出直流脉冲电压分配给电机各相绕组工作的，方案类型很多。随着电力电子技术的发展和新元器件的不断涌现，如何合理地选择主丌关元件的类型、容量及数量也是十分重要的课题。1.35 微处理器和专用集成电路的应用开关磁阻电动机能够正常工作的关键是每相开关导通、关断的实时控制，对起动、运行、故障保护也要实时控制。早期采用的模拟电路控制，实时性相对较差，比较合理的是采用微机实现部分或全数字实时控制。在微机控制中，已山8位单片机，发展为16位单片机，32位的单片微机的应用也在研究开发之中。控制电路的集成化对简化硬件电路、产品系列化、提高可靠性等非常有效，也是研究的方向之一。1.4 本课题研究的内容在本课题中，设计完成了3相6/4极200W开关磁阻电动机调速系统。本系统已德克萨斯州仪器公司生产的TL494芯片为信号处理的的控制核心，采用公共开关型功率电路，完成了对SRD系统的控制。本为的主要内容如下：1. 分析了SR电动机的基本结构和运行原理，研究了电机的运行于控制特性；2介绍了四种功率电路及开关器件并作出选型；3. 详细介绍了系统中用到的各种芯片的性能和原理；4. 设计了显示电路。第二章 开关磁阻电动机的基本结构和转动原理2.1 开关磁阻电动机2.11 两类不同机理的电动机电机可以根据转矩产生的机理粗略的分为两大类：一类是由电磁作用原理产生转矩；另一类是由磁阻变化原理产生转矩。在第一类电机中，运动是定、转子两个磁场相互作用的结果。这种相互作用产生使两个磁场趋于同向的电磁转矩，这类似于两个磁铁的同极性相排斥、异极性相吸引的现象。目前大部分电机都是遵循这一原理，例如一般的直流电机和交流电机。第二类的电机，运动是由定、转子问气隙磁阻的变化产生的。当定子绕组通电时，产坐一个单相磁场，其分铀要遵循“磁阻最小原则”，即磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合。因此，当转子轴线与定子磁极的轴线不重合时，便公有磁阻力作用在转子上并产生转矩使其趋向于磁阻最小的位置。即两轴线重合位置，这类似于磁铁吸引铁质物质的现象。开关磁阻电机就是属于这一类型的电机。2.12 开关磁阻电机的结构开关磁阻电动机调速系统由开关磁阻电动机、功率交换器、控制器、电流检测环节、位置检测环节五个部分组成。这五个环节相互协调工作，共同支持开关磁阻电动机调速系统运行。本文将在后面详细介绍这五个部分的主要功能。 开关磁阻电动机是双凸极可变磁阻电动机，其定、转子的凸极均由普通硅钢片叠压而成。转子既无绕组也无永磁体，定子极上有集中绕组，径向相对的两个绕组串联构成一个两极磁极，称为“一相”。开关磁阻电动机可以设计成多种不同的相数结构，而且定、转子的极数也有多种不同的搭配，如图21所示。相数多，步距角小，利于减小转矩脉动，但是其结构复杂，而且主开关器件增多，成本高。三相以下的开关磁阻电动机无自起动能力，因此目前应用较多的是三相、四相开关磁阻电动机。目前国内的研究与开发主要集中于四相8/6结构，但国外近期更重视三相6/4结构，与四相8/6结构相比，三相6/4结构的开关磁阻电动机同样具有均匀磁拉力且结构和工艺都较简单、定子相数少等特点，在性能和经济性等方面不亚于四相8/6结构.本设计中为小功率SR电机，故用的是三相6/4极SRM。下面以最常见的四相86极开关磁阻电动机为例，来说明开关磁阻电动机的运行机理。 两相4/2极SRM 四相8/6极SRM 三相6/4极SRM 五相10/8极SRM （a） （b） （c） （d） 图2-1 开关磁阻电动机结构2.13 开关磁阻电动机的转动原理图22所示的是四相86极开关磁阻电动机的结构和运行机理图，图中只画出A相绕组及其供电电路，其它各相与之相同。图2-2 四相8/6极开关磁阻电动机结构和运行原理结构上与步迸电动机相似的开关磁阻电动机的运行原理遵循“磁阻最小原理”-磁通总要沿着磁阻最小的路径闭合，而具有一定形状的铁芯在移动到最小磁阻位置时，必使自己的主轴线与磁场的轴线相重合。如图所示，当定子DD极上绕组通电受励磁时，电机内建立以DD为轴线的磁场，其磁通经过定子轭、定子极、气隙、转子极、转子轭闭合。此时穿过气隙的磁力线是弯曲的，磁阻大于定、转子轴线重合时的磁阻，因此转子将受到弯曲磁力线切向分力所产生的转矩的作用，沿着逆时针方向转动。当转子极轴线ll与定子极轴线D-D重合时，D相励磁绕组的电感到最大值。若以图中定、转子所处的相对位置作为起始位置，依次给DABC相的绕组通电，转子就会逆着励磁顺序以逆时针方向连续旋转；反之，若依次给BADC相的绕组通电，则转子就会沿着顺时针的方向转动。因此，可见开关磁阻电动机的转向与相绕组电流的方向无关，而仅仅于相绕组通电的顺序有关。从图22中可以看出，当主开关器件s1、s2导通的时候，A相绕组从直流电源U吸收能量，驱动电机旋转；而当Sl、S2关断的时候，绕组电流经过续流二极管Dl、D2继续流通，并将能量回馈给电源U。由其原理知：定子磁极数Ns=2q，转子极数Nr，相数为q的SR电动机，转子旋转一周，即，定子q相绕组需要轮流通电Nr次，因此，SR电动机的转速n和电源的输出频率的关系如下： （2-1）SRM每一相的开关频率为 （2-2）其中Nr为转子极数。n为电机转速，在本设计中当转速n=1500r/min时，每相开关频率=100Hz，三相电动机采用公共开关型功率电路时主开关频率为：=3=300HZ （2-3）2.3 SRM电感与位置角的关系图2-3为电感与转子位置关系图，在SR电动机中，定子和转子铁心均为凸极型式，相绕组电感L随转子磁极位置不同而变化，当定子凸极轴线与转子凸极轴线重合时，该相绕组电感为最大值Lmax；当定子凸极轴线与转子槽中心线重合时，该相绕组电感为最小值Lmin，该位置的转子位置角定义为=0，即转子位置角坐标的原点。当转子旋转时，电动机绕组电感L在最大值与最小值之间周期性变化。电感变化频率与转子极对数成正比，波长等于转子极距r，图中1是转子凸极的前极边相遇处的位置角，2是转子凸极的前极边与定子凸极的前极边重合处的位置角，3是转子凸极的后极边与定子凸极的后极边相遇处的位置角，4是转子凸极的后极边与定子磁极的前极边重合处的位置角，在2-3区域内电感最大，在04区域内电感最小。由于SR电机的转子凸极宽度都比定子凸极宽度稍大，所以，Lmax和Lmin有个区域范围，且二者区域范围相等，他们等于定子与转子凸极的消弧之差。绕组电感L与转子位置角的函数关系式为 （2-4） 其中 （2-5）图 2-3 电感与定转子位置角的关系2.4 两种控制方式开关磁阻电动机调速系统的控制参数主要有开通角、关断角、主电路电压以及相电流，因此开关磁阻电动机调速系统的控制策略也就是针对这几个参数的调节目前，主要的控制策略有两种：一种是角度位置控制(Angular Position Control，简称APC)；另一种是电流斩波控制(Chopped Current Control，简称CCC)。2.41 角度位置控制(APC)在SR电动机中，定子和转子铁心均为凸极型式，相绕组电感L随转子磁极相对位置不同而变化，当定子凸极轴线与转子凸极轴线重合时，该相绕组电感为最大值Lmax，当定子凸极轴线与转子槽中心线重合时，该相绕组电感为最小值Lmin，开关磁阻电机控制的关键就在于能否在适当的时刻给该相绕组通电，断电。通电时刻不同，通电持续时间不同电机的行速度转矩不同，由此可以看出控制电流的起始（开通角）和关断（关断角）时间是SRM控制的一种方式，即APC控制。改变off和on，可改变电流波形和绕阻电感的相对位置，使该电流波形的主要部分位于电感波形上升段，则使电动机电动运行；反之若使电流波形的主要部分位丁电感波形下降段，则电动机制动运行。开通角on提前，则在最小电感区段电流上升时问加长，电流波形加宽，波形的峰值和有效值增加，同时与电感波形的相对位置也产生变化。因而改变使电感上升段电流发生变化，从而改变了电动机转矩，当电机负载一定时，改变转矩义改变了电机的转速。改变off一般不影响电流峰值，但影响电流波形宽度及其与电感波形的相对位置，电流有效值也随之变化，因而对转矩转速也有影响，但其影响远没有改变on那么大。图2-4 角度位置控制方式典型相电流波形角度控制具有以下特点:(1)转矩调节范围大若定义电流存在区间t占电流周期T的比例tr为电流占空比，则角度控制下电流占空比的变化范围几乎从0100。(2)同时导通相数可变同时导通相数多，电动机出力较大，转矩脉动较小。当电机负载变化时，自动增加或减少同时导通的相数是角度控制方式的特点。(3)不适用于低速角度控制中，电流峰值主要由旋转电动势限制。当转速降低时，旋转电动势减小，可使电流峰值超过允许值，因此角度控制一般适用于较高的转速。(4)电动机效率高通过角度优化，能使电动机在不同负载下保持较高的效率。2.42 电流斩波控制（CCC）在一般情况下开关磁阻电机的机械特性可以近似地用下面的公式表示： (2-6)其中n为电动机转速，M为电机转矩，Ko为与电机结构，开通角和关断角相关的常数。U为加在电机上的电压。由此可见，当开通角，关断角给定的情况下改变U的大小也可以实现对电机的控制。在零到基速范围内获得恒转矩输出特性，可以通过固定开通角、关断角，而斩波控制外加母线电压的方法来实现。具体的方法有两种：一种是用电流的限制值来控制母线电压加在导通相绕组上的有效时间，对于导通相，当相电流大于电流上限时关断主开关器件；而当相电流小于电流下限时开通主开关器件，从而实现磁链和相电流的限定和获得恒转矩特性。改变电流的限制值，即可控制输出转矩的变化，此方法是通常意义上的电流斩波控制方法，又叫“电流PWM控制”；第二种是用转速的给定值和实际转速的反馈值之差进行PI调节，改变母线电压加在导通相绕组上的有效时间宽度来改变外加在导通相绕组上电压的有效值，从而改变输出转矩，这种方法又叫“电压PWM控制”。电压PWM控制有如下特点：电压斩波控制是通过PWM方式调节绕组电压平均值，间接调节和限制过大的绕组电流既能用于高速运行，又适合于低速运行。其它特点则与电流斩波控制方式相反适台于转速调节系统，抗负载扰动的动态响应快，缺点是低速运行时转矩脉动较大。综合考虑成本和性能需要，本设计中小功率SR电机选用了电压PWM控制。图 2-5 电压斩波控制方式电压电流波形2.5 开关磁阻电动机调速系统的结构本设计中开关磁阻电动机调速系统是由开关磁阻电动机、功率变换器、控制器、位置传感器，显示电路五部分构成，结构方框图如图24所示。图2-6 开关磁阻电动机调速系统结构方框图功率电路是系统的通道，承担着电能功率输入的任务。控制器是整个系统的大脑，它依据各种检测信号，起决策和指挥作用，位置传感器负责位置信号的检测，是开关磁阻电动机自同步运行和系统控制的重要基础。此外显示电路可以显示当前电动机的转速，便于进行速度的调控与工作状态的监视。以上各部分相辅相成，构成一个有机的整体。第三章 位置传感器及其工作原理在第二章中已经介绍了开关磁阻电动机的转动原理，那么什么时候该给哪一相通电该如何控制呢？这时候我们需就要用到位置传感器。位置传感器由光电传感元件和转子模拟盘两部分组成。3.1 光电传感元件本系统采用的光电传感器的型号为H213-A9088，其外形如图2-5（b）所示。由安装底座1，红外发光二极管2和红外光电三极管3组成。在发光二极管和光电三极管之间有一槽，进入槽中的物体能挡住发光二级管射向光电三极管的光。其电路图如图2-5（a）所示，150和1K为外接电阻，当槽中无遮挡物时，发光二极管的光照到光电三极管，光电三极管饱和导通，使输出Uo为高电平。当槽中有遮挡物时，发光二极管的光无法照到光电三极管，光电三极管截止，输出Uo为低电平。 （a） （b） 图3-1 光电传感器 a-含两个光电传感器的接线电路 b-单个的外形其中 1，底座 2，发光二极管 3，发光三极管3.2 转子模拟盘的结构与原理在SR点击转轴上安装有转子模拟盘随转子一起旋转，转子模拟盘有铝片制成，其形状，齿数，位置都与实际转子相同。本设计中点动机采用三相6/4极结构，其模拟盘如图3-2所示。E、F为位置传感器，图中只画出一对定子极。图3-2 模拟盘与位置传感器的安装图中每齿的角度为300，每槽的度数为600，两个传感器分别位于定子某个凸极中心线的左右两侧150处。当模拟盘遮住发光二极管的光时，光电三极管截止，Uo输出状态为0；不遮住时，Uo输出状态为1，图3-3是转子逆时针转动时两个传感器的输出状态波形，在转子每转过900，传感器1和2产生两个相位差为30的矩形波信号，组合成3中不同的状态：0.1、1.1、1.0，三种不同的信号组合代表转子处于三种不同的位置，即实现转子位置的检测，将信号送入逻辑电路就可以控制绕组的通电状况了。图3-3 传感器输出电压波形第四章 功率电路和驱动电路的选型4.1 四种不同的功率电路功率变换器的性能和形式将直接影响着SRD的效率、成本和可靠性，合理设计功率变换器是提高整个SRD性能价格比的关键之一。功率变换器主要有三个作用：开关作用，使绕组与电源接通或断开；为SRM提供电能，满足机械能的转换；为绕组的储能提供回馈途径。由于功率变换器只需要给SRM提供单向电流，故比异步电动机变频调速变换器简单、可靠。开关磁阻电动机调速系统的功率变换器的主电路结构应该具有以下的几个条件：(1)最少数量的主开关器件；(2)同时适用于奇数相和偶数相的开关磁阻电动机；(3)可以将全部电源电压加在电动机绕组上；(4)主开关器件的电压额定值与电动机接近；(5)具备迅速增加相绕组电流的能力；(6)可以通过主开关器件调制，有效的控制相电流：(7)在绕组磁链减少的同时，能将能量回馈给电源。开关磁阻电动机调速系统的功率变换器主电路结构根据主开关器件的定额大小、器件个数、能量回馈方式以及适用的场合，可以分为不对称半桥型、分列式直流电源型、中点悬空型和公共开关型功率电路。4.11 不对称半桥型图4-1为不对称半桥型功率电路，A,B,C为SR电动机的三相绕组，每相有两个主开关器件共6个S1-S6，VD1-VD6为6只续流二极管，同一组的两只开关用同一控制信号，若S1，S2同时导通，则A相绕组将通过二极管VD4，VD1续流，续流电路给电容充电，如图中虚线所示。若为蓄电池供电，则给蓄电池充电。续流的过程是将磁场能量装换位电能回馈给电源。由于电源电压反向加于续流的相绕组，使续流过程非常短，续流电流迅速降为零，紧接着S3,S4导通，实现可靠换相。图4-1 不对称板桥型功率电路4.12 分裂式直流电源型图4-2为采用分裂式直流电源功率电路，A、B、C、D为SR电机的相绕组，每相绕组配1只相开关和1只续流二极管，这种功率变换器的主电路结构的外加直流电源Us被两个裂相电容一分为二，两相绕组的一端共同接至双极性直流电源的中点，因此，这种功率变换器方案只适用于偶数相的开关磁阻电动机。该类型功率电路有两种工作方式：图4-2 采用分裂式直流电源的功率变换器1 单相通电方式A,B,C,D相绕组分别轮流通电。若S1开通，则A相绕组留过电流ia，电容C2充电，电容C1充电，当S1关断时，A相绕组的续流电流ia流经VD1向C2充电，A相绕组磁能转换为电场能量贮于C2，C2两端电压Ud反向加于A相绕组上，强迫续流迅速衰减直至关断。因电容量不可能很大，所以这种单向通电方式的中点点位不稳定，尤其SR电动机低速运行时，中点点位变动显著。这种运行方式适用于SR电动机高速运行。2. 两相通电方式AB、BC、CD、DA两相同时通电，循环导通工作。若S1、S3开通，则A、B两相串联流过电流，若S1关断，S2开通，则A相绕组续流，流经VD1向C2充电；B、C两相绕组串联流过电流，实现一次换相，接着S1关断，S4开通，则B相早在换流，续流经VD2向C1充电，C、D两相绕组串联流过电流，实现又一次换相。这样周而复始，始终有两相绕组同时导通，且同时导通的两相对中点来讲左右对称，所以这种两相通电方式，中点点位比较稳定。4.13 中点悬空型功率电路图4-3所示为中点悬空型功率电路，该电路每相只有一个开关元件，但工作时同时给两相通电，当给A、D两相通电时，S1、S4开通，其余都为断开，需要换相时，S1断开,S4保持开通、S2开通，S3保持断开，这时为给B,D两相通电，而A相通过VD1续流,当再次换相时使D相断开，C相导通，这时为给B、C两相通电，如此下去每次都同时有两相通电，换相时关断一相同时开通另一相，实现电机的循环转动。图4-3 中点悬空型功率电路4.14 公共开关型功率电路图4-4为公共开关型功率电路，比电源裂相式增加了1个公共开关S，减少了3个续流二极管。图4-4 公共开关型功率电路公共开关S为一只工作在开关状态的电力电子元件，不过它的通断不受位置传感信号控制，而是按照1个固定频率周期性地通断。这一点与受位置传感信号控制的相开关S1,S2,S3截然不同。公共开关的作用一时辅助续流，另一重要作用是利用脉宽调节作用于公共开关S，改变S的通态时间，即改变占空比，使相绕组平均电压改变，实现SR电动机的调速目的。因此这种具有公共开关的功率电路控制转速的方法是应用脉宽调制(PWM)技术实现调压调速。共公开关与相开关工作情况有4种，现以A相位例予以说明：S通，S1通，则电源电压加于A相绕组，流过电流Ia，而VD和VD1截止。S通，S1断，则VD截止，VD1导通，相绕组续流，有VD1和S构成续流通路。S断，S1通，则VD1截止，VD导通，相绕组经VD续流。S断，S1断，则VD1、VD均导通，相绕组经VD1、电容及VD续流。公共开关型功率电路的特点是电路简单控制方便，但作为公共开关的电力电子元件，其功率比相开关大的多，各相电流均要流经它。4.2 功率电路的选型在本系统中选用的SR电机为3相结构，故不能采用中点悬空型和采用裂相式直流电源型功率电路。比较不对称半桥型电路和共公开关型电路，对于小功率SR电动机而言，后者需要更少的电力电子元件，节约成本，并且通过公共开关的开通占空比来调节转速，使控制方法大为简化。所以本设计中采用的是公共开关型功率电路。如图4-5所示图4-5公共开关型功率电路整流电路的进线为三相三线电路，采用三相桥式不可控整流电路，由六个整流二极管组成。电路的交流输入端为接三相电源，线电压为380V，50HZ。整流电路的电压峰值为三相线电压峰值，为：线=V （4-1）其平均值为：513V （4-2）需要使用两电容器C1、C2串联对整流输出电压平滑滤波，并作相绕组能量回馈的元件.在两电容上并联R1,R2是为了平衡C1，C2两端的电压兼有停机时为C1，C2提供放电回路的作用。4.3 开关器件的选则SR电动机功率变换器的主开关器件选择与电动机的功率等级、供电电压、峰值电流、成本等有关；另外还与主开关器件本身的开关速度、触发难易、开关损耗、抗冲击性、耐用性、并联运行的难易性、峰值电流定额的比值大小及市场普及性有关。就当前电力电子技术的发展现状而苦，有普通晶闸管，可关断晶闸(G1D)电力晶体管(GTR)、功率MOS场效应管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)可供选择。普通晶闸管具有成本低、容量大，电流峰值和平均电流定额比值高，电流、电压过载能力强，能承受很大的浪涌电流，但其无自天断能力，需设胃专门的换相电路，这就造成整机线路复杂、效率低、体积大，这使得其很难在SRD中使用。GTO具有普通品闸管的全部优点，如耐压高、电流大、浪涌能力强和造价便直等；同州又具有GTR的一些优点，如具有自关断能力、工作频率较高(1-2kHz)，尤其在大功率场合具有明显优势。但GTO也有许多缺点，如管压降比普通晶闸管高、工作频率较GTR低，缓冲电路的损耗较大、门极控制较复杂等，因此在小功率高性能的SRD中，其与GTR、MOSFET、IGBT相比并不占优势。GTR的丌火频率(2-5kHz)较高，正向压降小，导通及关断控制十分方便，近年来GTR实现了高频化、模块化，因此在中、小容量的SRD中得到广泛的应用。但GTR容量有限，主要是电流容量与耐压之间尚有难以克服的矛盾。此外，GTR的电压、电流过载能力差，容易因二次击穿而损坏，保护较困难，驱动功率大，因此限制了其在高压、大功率场合的应用。MOSFET是一种单极型的电压控制器件，具有驱动功率小、驱动电路简单、开关速度快(开关时间为10-100ns)、无二次击穿问题、安全工作区宽等显著优点。但由于种种原因，MOSFET单管功率很难做的很大，只用于小功率场合。IGBT器件兼有GTR和MOSFET的优点，IGBT为电压驱动器件，开关频率高及抗干扰能力强，因而损耗小，性能好及工作可靠，此外大功率IGBT模块本身绝缘，外壳不带电，冷却方便，系统结构简单。目前已取代了原来GTR的市场，成为SRD的主导功率器件。本设计中，SR电机功率为200W，我们在第二章已经做过计算，1500r/min时开关频率最高的主开频率为300HZ，采用MOSFET管完全能符合要求。而且MOSFET比IGBT成本低，故本设计中采用MOSFET管作为开关器件。4.4 驱动电路的设计跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。就NMOS而言，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意的是可提供瞬间短路电流的大小。第二注意的是，普遍用于高端驱动的NMOS，导通时需要是栅极电压大于源极电压。而高端驱动的MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同，所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V。如果在同一个系统里，要得到比VCC大的电压，就要专门的升压电路了。很多电机驱动器都集成了电荷泵，要注意的是应该选择合适的外接电容，以得到足够的短路电流去驱动MOS管。上边说的4V或10V是常用的MOS管的导通电压，设计时当然需要有一定的余量。而且电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。现在也有导通电压更小的MOS管用在不同的领域里，但在12V电子系统里，一般4V导通就够用了。现在的MOS驱动，有几个特别的需求，1，低压应用当使用5V电源，这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。这时候，我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。2，宽电压应用输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动。这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗。同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底，从而增加功耗。3，双电压应用在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1,2中的问题。在这种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求。电路图如图4-6所示图4-6 MOS管驱动电路Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速电容。这个电路提供了如下的特性：1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管。2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管。3，gate电压的峰值限制4，输入和输出的电流限制5，通过使用合适的电阻，可以达到很低的功耗。6，PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置一个反相器来解决。第五章 控制电路及显示电路5.1 控制电路控制电路分为TL494芯片和逻辑电路两个部分，位置传感器输出信号一方面直接送往逻辑电路，用来实现对功率电路三相开关的控制；另一方面经过频率电压转换器将频率信号转换为电压信号，而这里的电压信号有两个用途：1， 被作为反馈信号送入TL494芯片，与给定值对比来控制输出PWM波的占空比，继而控制功率电路主开关的工作。2， 作为显示电路的输入信号，经过AD转换器和译码器后送入LED显示器，能即时显示电动机转速。具体的系统结构图如图5-1所示图5-1 系统结构图5.11 TL494芯片TL494 是美国德州仪器公司的产品，原是为开关电源设计的一种性能优良的脉宽调制控制电路。该芯片具有能够任意调节死区时间、驱动能力强、性能稳定等特点。TL494的结构框图如图5-2（a） 所示，包括两个误差放大器、片内可调锯齿波振荡器、死区时间控制比较器、PWM比较器、触发器、5V基准电压及输出控制电路（两个晶体管）（a）（b）图5-2 TL494结构框图（a）和管脚图（b）图5-2（b）是它的管脚图，其中1、2脚是误差放大器1的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为间歇期调整，其上加0-3.3V电压时可使截止时间从2%线性地变化到100%；5.、6 脚分别用于外接振荡电阻Rt和振荡电容Ct,决定振荡器产生锯齿波的频率：osc = (5-1)振荡器的输出被分别送到死区时间控制比较器和PWM比较器的反相输入端，脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端，通过PWM比较器进行比较，在PWM比较器的输出端得到一串具有一定宽度的矩形脉冲，当脉冲调宽电压变化时，TL494输出的脉冲宽度也随之改变，从而改变开关管的导通时间Ton，达到调节、稳定输出电压的目的。脉冲宽度电压可由3脚直接送入的电压来控制，也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较放大，经隔离二极管输入到PWM比较器的正相输入端。PWM比较器的输出电压与死区时间控制比较器的输出电压同时被送到与门的输入端，与门的输出脉冲经D触发器分频后被分别送到两个与非门区控制功率放大晶体管的开关工作状态（参见图5-3）；7脚为接地端；8、9脚和10、11脚分别为TL494内部两个末级输出三极管的集电极和发射极；12脚为电源供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式， 接14脚时为推挽输出方式；14脚为5V 基准电压输出端， 最大输出电流10mA；15、16脚是误差放大器2的反相和同相输入端。图5-3 TL494脉冲控制波形图用TL494实现的单回路控制的电路原理图如图5-4所示图5-4 TL494接线图两个运算放大器IC1A、IC1B都接成有源简单二阶低通滤波电路，分别作为反馈信号输入和设定信号输入的处理电路。在电路设计上，两个输入电路采取完全对称的形式，可以滤除高频杂波干扰和平滑传感器信号本身的波动，使加入到TL494的管脚1即误差放大器1同相输入端IN+的信号尽可能地平滑和相对稳定。在有源简单二阶低通滤波电路与误差放大器1同相输入端IN+之间接有10K欧的限流隔离电阻。把TL494的14脚输出的5V基准电压源， 用一3.3千欧精密多圈电位器W1分压作为设定输入信号，通过与处理传感器反馈信号相同的电路，送入TL494的管脚2，即误差放大器1的反相输入端IN-端。R19、R20这两个限流隔离电阻必不可少。否则,TL494误差放大器1的两个输入端的电位将相互影响。在本控制器中只用到了TL494的误差放大器1，故将误差放大器2的16脚接地、15脚接高电平。为保护TL494的输出三极管，经R13和R10分压，在4脚加接近0.3V的间歇期调整电压。R9、R12和C5组成了相位校正和增益控制网络。输出端采用并联输出，这样可以增大驱动电流能力。具体工作过程为：当反馈转速信号大于给定值时，通过TL494的脉宽调制作用，其9脚与10脚并联输出信号的脉宽减小，这个输出信号再经整流滤波电路及隔离与放大输出电路，使最后输出的直流控制信号的电压相应下降。直流控制信号通过控制电路经执行机构使电机转速下降，再进而通过传感器使反馈转速信号降低，形成单回路闭环控制。当反馈信号小于设定值时，上述控制过程相反。另外，还可以根据被控制系统的具体情况，来调整输入二阶低通滤波器的电容大小，使控制过程及时、准确、稳定。5.12 逻辑电路功率电路的主开关由TL494芯片控制，而三相上的三个开关则由逻辑电路控制，能否正确地给各相绕组通电、断电，是开关磁阻电动机运行控制的关键。图5-5 定转子模拟图图5-5定子上三相绕组标记为A、B、C。规定逆时针方向为正转。位置传感器为E、F如图所示。且此时定转子位置为图5-6的零时刻定转子位置。图5-6表示了开关磁阻电动机绕组通电区间、电感曲线和转子位置之间的关系。图中E和F是开关磁阻电动机转子位置信号。LA、LB和LC是定子绕组的电感。转子转动时两个光电传感元件输出的高低电平可视为二进制逻辑信号，二路信号组合为而为二进制信号，该信号有三种逻辑状态，为01、11、10。通过这三种状态可以辨明转子处于三种不同的角位移区域。该状态数与电动机绕组的相数相同，每种状态对应的转子角位移为30，与电动机每次改变一次通电状态的角度相同。当电动机转向不同时，两个光电传感元件输出波形的相互关系是不同的，当转换顺序为01-11-10时为正转，当转换顺序为10-11-01时为反转。（a） （b）图5-6 绕组电感曲线、通电区间和传感器波形之间的关系（a）电动机正转（b）电动机反转 从图中可以得出绕组通电相和传感器电平的关系，见表5-1表 5-1 绕组触发逻辑和传感器电平的关系上表中正转为Q，反转为S。可依上表写出A,B,C相通电与E,F,Q,S的逻辑关系式，如下： （5-2） 逻辑电路可用图5-7门电路实现：图5-7 逻辑电路Q,S两信号起控制电机正反转的作用，要求正转时Q输入高电平，S输入低电平；反转时相反。本设计采用图5-8所示的电路实现，SB1为停机按钮，SB2为正转按钮，SB3为反转按钮。图5-8中（a）采用复合按钮实现了正反转控制，构成了既有继电器互锁又有复合按钮互锁的双重互锁可控制线路。控制线路的工作过程利用了复合按钮先断后通的特点，如要求电动机由正转变为反转时，直接按反转启动按钮SB3，这时SB3的常闭触点先断开，继电器KA1线圈断电，然后其常开触点闭合，继电器KA2线圈通电，其常开主触点闭合，（b）中KA2闭合使发光二极管发光，光电三极管导通，从而使S端输出高电平，用来控制电动机开始反转。(a)（b）图5-8 正反转控制电路这样的控制线路比较完善，既能实现正反转控制，又能保证安全可靠的工作，应用非常广泛。5.2 频率电压转换器LM2917为单片集成频率-电压转换器，芯片中包含了一个高增益的运算放大器/比较器，当输入频率达到或超过某一给定值时，输出可用于驱动开关、指示灯或其它负载。内含的转速计使用充电泵技术，对低纹波具有频率倍增功能。另外LM2917还带有完全的输入保护电路。在零频率输入时，LM2917的输出逻辑摆幅为零。5.21 LM2917的特点，应用领域及参数1、LM2947的特点:(1)进行频率倍增时只需使用一个RC网络； (2)芯片上具有齐纳二极管调整电路，能够进行准确的频率电压(电流)转换； (3)以地为参考的转速计输入可直接与可变磁阻拾音器接口； (4)运算放大器/比较器采用浮动晶体管输出； (5)50mA输出陷流或驱动能力，可驱动开关、螺线管、测量计、发光二极管等； (6)对低纹波有频率倍增功能； (7)转速计具有滞后、差分输入或以地为参考的单端输入； (8)线性度典型值为0.3； (9)以地为参考的转速计具有完全的保护电路，不会受高于VCC值或低于地参考 输入的损伤。2、LM2917可应用于以下领域：(1)超速/低速检测； (2)频率电压转换(转速计)； (3)测速表； (4)手持式转速计； (5)速度监测器； (6)巡回控制； (7)车门锁定控制； (8)离合控制； (9)喇叭控制； (10)触摸或声音开关。3、LM2917的主要电性能参数如表1所列表5-2 LM2917的相关参数5.22 LM2917的工作原理图5-9 LM2917的原理框图图5-9所示为LM2917的原理框图，各引脚功能如下：1脚和11脚为运算放大器/比较器的输入端； 2脚接充电泵的定时电容； 3脚连接充电泵的输出电阻和积分电容； 4脚和10脚为运算放大器的输入端； 5脚为输出，取自输出晶体管的发射极； 6，7，13，14脚未用； 8脚为输出晶体管的集电极，一般接电源； 9脚为正电源端