液晶电视绿色节能开关电源电路设计.doc

南华大学电气工程学院毕业设计引言随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电力检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。1955年美国罗耶（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（JenSen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOSFET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。自从英国广播公司（BBC）于1936年在伦敦开通世界上首个公共电视广播以来，电视机领域取得了长足的发展：从BBC于1953年开通首个彩色电视广播，到日本NHK于1981年进行首例高清电视（HDTV）系统演示等，不一而足。此外，世界各国纷纷采取行动，以将TV信号从模拟传输升级至具备更高质量的数字制式。以美国为例，到2009年2月美国将停止模拟电视信号传输。但是，在客厅中坐在一个老式大盒子面前（看电视节目）的方式已经变得落伍。对于电视行业来说，新技术的发展，正催生着无穷的机遇”。这是美国新闻周刊2005年6月份所描述的一个景象。FPD既包括液晶显示（LCD）技术，也包括等离子技术。虽然在50英寸以上平板电视中，等离子电视（PDP）占据着优势，但在50英寸以下的大屏幕平板电视中，液晶电视无疑在市场上占据着绝对的优势地位。本文将探讨的就是一款采用安森美半导体NCP1396高能效谐振模式控制器和NCP1605功率因数控制器的220 W液晶电视电源参考设计。我们不仅会分析液晶电视对电源的要求和现有解决方案的局限，更会探讨如何利用安森美半导体的这些高性能器件来克服上述局限之处。1 液晶电视开关电源的介绍1.1 液晶电视对开关电源的要求在大于30英寸的大尺寸平板电视中，电源通常内置，因为它需要的功率高达200 W到600W。需要几种不同等级的电压来为背光、音频、视频、解调等不同功能模块来供电。由于输入功率高于75 W，应用就需要遵从IEC 1000-3-2 D类标准对电流谐波含量的要求，也就要使用功率因数校正（PFC）技术。由于主电源必须优化，以提供更高的能效，并适应更纤薄的外形要求，就必须采用有源PFC来限制主电源前面的输入电压变化。大多数液晶电视电源设计用于接受交流85 V至265 V、频率为47至63 Hz的通用主输入。此外，还需要具备5 V辅助电源来为微控制器供电，因为后者在待机模式下仍然需要工作。下面我们先来着重探讨一下待机模式下的能耗要求。将待机模式下的功耗降到最低，这是一项关键要求。有资料显示，欧盟每个家庭每年消耗的电能当中，平均有5%至10%的电能是由消费类电子设备及其它装置在待机模式下所消耗的。但与此同时，能源价格持续攀升，而人们也意识到了电视机能耗对环境的影响问题，也就是说，在所有对环境造成压力的因素中，电视机能耗是其中一个极为显著的因素。对此，世界各地纷纷制定了多项节能行动措施。即便这些措施还没有成为标准，但大多数的制造商已在其产品设计中运用了这些节能规则。其中最常见的一项要求，便是在交流230 V电压条件下，在输出功耗不超过0.5 W的情况下输入功率最高不超过1 W。此外，据估计，电子电器设备在工作模式下所消耗的电能占据其消耗总电能的约75%，相关电力消耗非常惊人。根据美国能源部（DOE）的预测，到2015年，（消费类）电子产品的能耗将占美国居民家庭电力需求的18%。另据尼尔森媒介研究公司（NMR）的一项研究，在2004年9月至2005年9月的收视季期间，平均每个美国家庭每天观看了8小时11分钟的电视。这项数据还未将游戏机、数字视频录像机等相关外设开启时导致电视机随同开机耗电的时间考虑在内，更不用说有线/卫星电视节目内容越来越丰富，会让人们看电视的时间进一步延长。不仅如此，与屏幕尺寸较小的CRT电视相比，旨在取而代之的平板电视的工作功耗增加了一倍。二者能耗差异中的很大一部分原因，要归结于目前市场上销售的平板电视的显示面积要大得多。值得一提的是，液晶显示（LCD）和等离子技术本身的能效较低-因为在同等亮度设定条件下，这两种技术的背光源所消耗的电量与显示的图像内容无关，会保持不变，而CRT电视消耗的电量会因为视频内容的不同而发生变化。有鉴于此，美国环境保护局的能源之星（Energy Star）项目打算制订电视机能效规范，而该规范在电视机的性能指标和所用技术问题上保持中立态度。1.2 已有液晶电视电源解决方案的局限与传统电视相比，平板电视的其中一个关键差异化特色就是其机壳的厚度-越薄越好。但是，我们应当注意的是： * 平板电视消耗的电量相对较高，并且不同尺寸和功能组合的平板电视耗电量也会不同。与CRT电视相比，平板电视平均每立方厘米尺寸所消耗的功率要高出许多。* 传统上消费者会将电视摆放在客厅，电视机机身的噪声传播开来，可能会酿成一个问题；如果因此在电视机设计中增添冷却风扇，可能不会受到消费者欢迎。* 在消费电子领域，竞争非常激烈，成本问题非常重要，而目前平板电视的售价相对较高。对于液晶电视而言，需要以合理的成本提供高能效和低电磁干扰（EMI）信号；但是，传统的拓扑结构很少能够同时满足这些需求：* 反激式拓扑结构：变压器的使用远未达到最优化；* 正向拓扑结构：EMI信号未被减少到最小。1.2.1 采用NCP1605/NCP1396/NCP1027来克服传统拓扑结构局限1）架构概览。首先，从架构上来说，在前端使用有源功率因数校正技术就可对系统进行优化，因为PFC输出电压经过了很好的稳压。有源PFC前端的实现可以通过使用PFC专用控制芯片NCP1605来进行。NCP1605是安森美半导体推出的一款能够采用固定非连续导电模式（DCM）或临界导电模式（CRM）工作的增强型高压、高能效待机模式功率因数控制器。这器件集成了构建稳固PFC段的所有功能，可以采用PFC主控端方式工作，确保电源的初级dc-dc转换只有在安全情况下才会启动。在最紧迫的条件下，临界导电模式（CRM）也能够实现，而不会降低功率因数，且这电路能被视为带有频率钳位（由振荡器提供）的CRM控制器。最后，NCP1605指在提供这两种模式的优点但没有它们各自的缺点。而且，这电路为不同工作条件集成了诸多保护功能，并使用了一些特别电路，如跳周期功能，来降低PFC段在空载条件下的功耗，可将待机能耗降至最低。在开关电源段，使用的是半桥谐振双电感加单电容（LLC）拓扑结构。这种拓扑结构具有一系列的优势，能够提升能效、降低电磁干扰（EMI）信号，并且提供更好的磁利用。在这种架构中，NCP1396用于实现半桥谐振LLC转换器的最有效控制方案。NCP1396是安森美半导体推出的一款内置上桥端与下桥端MOSFET驱动电路的高性能谐振模式控制器。NCP1396可以外部设定最低开关频率且精度高，通过专有高电压技术支持，这款控制器应用在能够接受高达600 V本体电压半桥式应用的自举MOSFET 驱动电路上。此外，可调整的死区时间可以帮助解决上方与下方晶体管相互传导的问题，同时确保初级开关在所有负载情况下的零电压转换（ZVS），并轻松实现跳周期模式来改善待机能耗以及空载时的工作效率。而在待机输出电路方面，通过使用NCP1027使得更高集成度成为可能。这款PWM稳压器也集成了高压开关MOSFET，以在同一个封装中提供开关电源的所有功能。总的来看，这参考设计所选择的架构允许对设计进行优化，从而能够获得所想要的性能，但又不会过多地增加元件成本和电路复杂程度。下图提供了本参考设计的完整电路图。如图所示，安森美半导体可以提供LCD TV电源中每个模块所需的器件，另外通过合理的设计折衷决策，安森美半导体可帮助以最低成本实现最佳性能。这篇文献提供液晶电视开关电源运行的一个详细描述，液晶电视电源展示一个高效率，低电磁干扰，噪音和轻型模块。我们液晶电视功率单位的设计要求如下：功能最小值最大值单位输入电压90265Vac输出电压112Vdc输出电流103A输出电压224Vdc输出电流206A输出电压330Vdc输出电流301A待机输出电压5Vdc待机输出电流02.5A总输出功率0222.5W总的在0.5负载的无负载消耗输出1W2 开关电源电磁干扰滤波器2.1 电磁干扰EMI的结构和特点开关电源由于功耗小效率高，体积小，重量轻，稳压范围广，电路形式灵活等特点，广泛地应用于计算机、通信等各类电子设备。但是随着开关电源的小型化，开关就要高频化，这种高频化，其基波本身也就构成了一个干扰源，发出一种更强的传导干扰波，此外通过改进元器件达到高频化的同时，也会因辐射干扰波而导致一种超标准值的杂散的信号。这些信号构成了电磁干扰(EMI)，被干扰对象是无线电通信。为使无线电波不受电磁干扰的影响，就要采取措施限定这种电磁干扰，使之符合有关电磁兼容(EMC)标准或规范，这已经成为电子产品设计者越来越关注的问题。 开关电源功率变换器中的功率半导体器件的开关频率通常较高，功率开关器件在高频下的通、断过程中不可避免地要产生强大的电磁干扰。与数字电路相比，开关电源EMI 呈现出鲜明的特点：a.开关电源EMI 干扰源的位置比较清楚，主要集中在功率开关器件、二极管以及与之相连的散热器和高频变压器上。b.作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，其产生的EMI 噪声信号既具有很宽的频率范围，又有一定的强度。c.印制电路板布线不当也是引起电磁干扰的主要原因。这些干扰经传导和辐射对其他电子设备造成干扰。2.2 差模与共模扼流线圈电磁线圈在开关电源中另一个重要用途是作为差模与共模扼流线圈开关电源中,整流器与开关三极管的电流、电压值快速上升或下降 , 电感电压、电容的电流也迅速变化 , 这些都构成电磁干扰源。干扰的表现是输电压有波纹,输入电流也有高次谐波，甚至空间有电磁波辐射。一般波的频带还相当宽 , 从几百赫到兆赫等。为了减少干扰 , 使开关电源输出平滑直流 , 也不会破坏或干扰使用同一电源工作的其他电子设备。同时 , 还能防止外部用电设备对开关电源的干扰。所以 , 在交流电源输入端加装进线滤波器, 在用电环境要求较高场合,在所用自台开苯电源输出端加装出线滤波器。滤波器由电感和电容组成 , 这里主要分析电感的作用和选择。在国际上若干个权威机构对电磁干扰EMI发射量飞 （dB- V) 值均有严格规定。美国联邦通信委员会 (FCC) 规定 , 在 450 kHZ到30MHz频段内的元线发射频干扰 , 应限制在48dB-V(250V)以下。这种规定的目的是防止电子设备对公共电子设施 , 如电视机、电话机、元线电等产生射频干扰。所谓A级、B级标准等 , 超标准时不发认证。开关电源一般均要设置滤波电路才能达到此标准。对开关电源两根进线而言 , 存在共模干扰 ( 两根进线上受干扰的信号相对参考点大小方向相同 ) 和差模 ( 又称常模 ) 干扰 ( 两根进线上受干扰的信号相对参考点大小相等,方向相反)。前者, 如雷电时, 两根线受影响基本相同; 后者, 如电网电压瞬时波动等, 两根线上电位符号是相反的。实际干扰多是这前、后两类干扰不同比例的组合波。一般我们常把干扰分为共模干扰和差模干扰两大类。所谓共模干扰就是任何载流导体与参考地之间不希望有的电位差；而差模干扰则是任何两个载流导体之间不希望有的电位差。这两种干扰的来源可以从以下两个方面进行考虑：u 共模干扰的来源：架空导线载传输的过程中会受到周围空间电磁环境的辐射，火线、中线和安全地上所感应的信号的幅值和相位几乎是相等的，由于安全地线要和大地相连接，所以就形成了火线、中线和安全地之间的共模干扰。u 差模干扰的来源：共用一条输电线的不同设备，当其中的某一设备进行切换操作时，火线和中线之间会形成幅值大致相等而相位相反的信号，这种信号就是差模干扰。简单地说，共模干扰就是两个都是进去，而差模干扰则是一进一出。2.3 EMI滤波器设计2.3.1 EMI滤波器的典型结构EMI滤波器是一种由电感和电容组成的低通滤波器，它能让低频的有用信号顺利通过，而对高频干扰有抑制作用。怎样才能抑制这些高频干扰信号呢？无非就是要在信号进入设备之前把它遏制，也就是说，在输入电路部分对高频干扰形成所谓的阻抗失配。在开关电源中常用的EMI滤波器的结构如图2-1所示。在图2-1所示电路中各元件参数在下列范围内选择：Cx为1 F；CY为2 200 pF0.01 F；L为几至几十毫亨；随工作电流的不同而选择不同参数。图2-1有共模，差模扼流圈的交流进线直流出线滤波本设计中CX选取为1，CY选取为0.005F，本设计电路中截止频率为50HZ就可以符合设计要求。由公式（2-1）可以计算出电感L0 （2-1）其中可以计算出因此由公式（2-1）可以计算出共模扼流圈使用的磁心有环形、E 形和U 形等，一般采用铁氧体材料。环形磁心适用于大电流小电感量，它的磁路比E 形和U 形长，没有间隙，用较少的圈数可获得较大的电感量，由于这些特点，它具有较佳的频率特性。E 形磁心的线圈泄漏磁通小，故当电感漏磁有可能影响其他电路或其他电路与共模电感有磁耦合，而不能获得所需要的噪声衰减效果时，应考虑采用E 形磁心作共模电感。当电网输入共模干扰时，这两种方向相同的纵向噪声电流如图2-1中的，由右手螺旋定则可知，两个线圈产生的磁通（实线所示）顺向串连磁通相加，电感呈现出高阻抗，阻止共模干扰进入开关电源。同时也阻止了开关电源所产生的干扰向电网扩散，以免污染交流电网。而差模干扰电流和在L1和L2中所产生的磁通如图中和（虚线所示），它们反向串连，磁通相互抵消，感抗为零。差模干扰和工频交流电在形式上是一样的，所以共模电感对差模干扰和工频交流有用信号都没有影响。2.3.2 EMI滤波器应用中应注意的事项EMI电源滤波器在应用时一定得注意滤波器的安装问题, 因为如果滤波器安装得不合适反而会得到一个更差的效果。a 为了滤波器的安全可靠工作(散热和滤波效果) , 除滤波器一定要安装在设备的机架或机壳上外, 滤波器的接地点应和设备机壳的接地点取得一致, 并尽量缩短滤波器的接地线。若接地点不在一处, 那么滤波器的泄漏电流和噪声电流在流经两接地点的途径时, 会将噪声引入设备内的其他部分。其次, 滤波器的接地线会引入感抗, 它能导致滤波器高频衰减特性的变坏。所以, 金属外壳的滤波器要直接和设备机壳连接。如外壳喷过漆, 则必须刮去漆皮； 若金属外壳的滤波器不能直接接地或使用塑封外壳滤波器时, 它与设备机壳的接地线应可能短。b滤波器要安装在设备电源线输入端, 连线要尽量短; 设备内部电源要安装在滤波器的输出端若滤波器在设备内的输入线长了, 在高频端输入线就会将引入的传导干扰耦合给其他部分。若设备内部电源安装在滤波器的输入端, 由于连线过长, 也会导致同样的结果。c确保滤波器输入线和输出线分离。若滤波器输入、输入线捆扎在一起或相互安装过近, 那么由于它们之间的耦合, 可能使滤波器的高频衰减降低。若输入、输出线必须接近, 那么都必须采用双绞线或屏蔽线。3 开关电源功率因数校正技术3.1 NCP1605芯片的介绍NCP1605是能够采用固定非连续导电模式（DCM）或临界导电模式（CRM）工作的增强型高压、高能效待机模式功率因数控制器。这器件集成了构建稳固PFC段的所有功能，可以采用PFC主控端方式工作，确保电源的初级dc-dc转换只有在安全情况下才会启动。在最紧迫的条件下，临界导电模式（CRM）也能够实现，而不会降低功率因数，且这电路能被视为带有频率钳位（由振荡器提供）的CRM控制器。最后，NCP1605指在提供这两种模式的优点但没有它们各自的缺点。而且，这电路为不同工作条件集成了诸多保护功能，并使用了一些特别电路，如跳周期功能，来降低PFC段在空载条件下的功耗，可将待机能耗降至最低。3.2 功率因数校正电路分类开关电源功率因数校正( Power Factor Correct 简称PFC) 电路分无源PFC、有源PFC 及高频有源PFC 三类。无源PFC 技术利用电感和电容组成滤波器,将输入电流进行相移及整形,以便使功率因数为1。这种方法是早期针对小功率设备提出的, 并且体积庞大、笨重, 无法实现高功率因数。有源PFC 电路由有源开关、电感L 及控制电路组成, 工作原理是: 在输入交流零点处, 有源开关开通, 电感L 有储能电流, 12ms 后有源开关关断, 电流从电感L 传输到整流滤波电路,锯齿波信号由零交叉信号同步, PWM 将误差信号与斜坡信号比较后驱动有源开关, 误差信号正比于交流电压有效值和输出电压, 调节有源开关导通时间, 维持输入交流电压幅值和直流输出电压间最佳关系, 从而改善输入电流波形。这种方法效率较高,但工作频率低,电感体积大,目前应用范围较小。高频有源PFC 电路由DC/ DC 变换器组成,工作原理是:输入交流电压信号经取样,与误差放大器输出相乘,产生PWM 驱动信号,控制开关管的导通与截止。开关管导通时, 二极管截止; 开关管截止时, 二极管导通。二极管导通时,电流向滤波电容充电,在交流电压的半周期内, 电感L 的高频振荡电流的频率是不断变化的, 但峰值电流的包络曲线时刻跟踪交流电压的变化, L 平均电流在开关周期很小时接近正弦波形。高频有源PFC 电路比较复杂, 要求较高,功率因数可达到0. 99 以上,谐振电流含量小于10 % , 输入电压范围为90270V , 输出电压稳定,磁性元件体积小,目前应用十分广泛。近年来大量PFC 集成电路问世, 不仅大大简化了PFC 电路还减小了体积。3.2.1 高频有源PFC 技术根据不同的控制电路,高频有源PFC 电路可分为: 峰值电流控制技术、平均电流控制技术、电荷控制技术等。(一) 峰值电流控制技术(1) 双基准开关控制技术(BBH)双基准开关控制技术也称变频峰值电流控制技术。工作原理为:输出电压与电压基准比较后, 作为电流基准再与电流采样信号比较, 然后控制开关管的通断,达到提高功率因数的目的。该技术的缺点是: 开关频率受负载影响较大,输出滤波器优化设计困难。(2) 定频峰值电流控制技术( PCM)工作过程为: 当电感电流达到电流基准以前, 开关一直处于导通状态。电流基准为全波整流电压的取样值与电压误差放大器的输出相乘。一旦电感电流达到电流基准, 比较器输出关断信号, 使开关截止。以后定频时钟再次接通开关, 重复上述过程。当交流电网电压从零变至最小值时, 占空比也由最大值(通常为0. 95) 变至最小值(峰值电压附近) ,因此可能产生谐波振荡现象。为克服这一现象, 在比较器的输入端应加入斜坡补偿函数。PCM 技术克服了BBH 技术变频控制的缺点, 但在电网电压零点附近输入电流波形失真较大。(二) 平均电流控制技术(ACM)工作过程为: 输出电压经分压后与参考电压比较, 再经电压环补偿网络处理后得到Ve，它与输入电压的衰减值Vin| sint | / K 相乘, 乘积与输入电流采样值一起经电流环补偿网络处理后,进入PWM 发生器,产生主开关通断控制信号。因为控制信号是按占空比周期性变化的信号, 所以得到的输入电流波形可跟随输入电压整流后的波形。开关频率远大于输入电压频率时, 输入电流波形为与输入电压同相的正弦波形, 功率因数接近1 , 通常可达到0. 955 以上。ACM 与PCM 的区别在于: 一是取样信号不同, PCM 技术取样开关管的电流信号,ACM则取样电感电流; 二是ACM 增加了一个电流补偿环。(三) 电荷控制技术电荷控制技术不属于高频有源PFC , 它是最近提出的一种新型控制技术。工作过程为:在第一开关周期的开始处, 用定频时钟开通功率级的有源开关,对开关电流取样和积分,当积分电容上的电压达到控制电压时, 关闭功率开关,并同时开通另一辅助开关,使积分电容迅速放电, 这一状态一直维持到出现下一个时钟脉冲。由于控制信号实际上为开关电流在下一个周期内的总电荷,因此称为电荷控制,又因开关平均电流和开关电荷成正比, 故又称开关电流平均值控制技术。在降压及升降压变换器中,开关电流即为输入电流, 所以电荷控制技术是功率因数校正控制的合适技术, 它既可使输入因数达到1 , 又可稳定输出电压, 因此电荷控制技术作为一种新兴技术将会得到迅猛发展和广泛的应用。从上面的分析可知, 平均电流控制技术目前技术成熟、应用广泛,本文将讨论该技术的功率级设计。3.2.2 有源功率因数校正技术及实现方法1.功率因数(PF)的定义：功率因数(PF)是指交流输入有功功率(P)与输入视在功率(S)的比值。用公式表示为式中：I1为输入基波电流有效值；IR为电网电流有效值，其中I1，I2，In为输入电流各次谐波有效值；U1为输入电压基波有效值； 为输入电流的波形畸变因素；为基波电压和基波电流的位移因素。可见，功率因素由输入电流的畸变因素以及基波电压和基波电流的位移因素决定。越小，则设备的无功功率越大，设备利用率越低，导线和变压器绕组的损耗越大；越小，表示设备输-入电流谐波分量越大，将造成电流波形畸变，对电网造成污染，使功率因素降低，严重时会造成电子设备损坏。通常无源电容滤波二极管整流电路输入端的功率因素只能达到0.65左右。从式（3-1）可见，抑制谐波分量即可达到减少提高功率因素的目的。因此，可以定性地说谐波的抑制电路就是功率因素校正电路（实际上二者有所区别）。如何抑制和消除谐波对公共电网的污染、提高功率因素已成为当今国内外电源界研究的重要课题。PFC技术应用到新型开关电源中，已成为新一代开关电源的主要标志之一。2、不良功率因素的成因 由PF=知，PF值由以下两个因素决定：一是输入基波电压和输入基波电流的相位差，二是输入电流的波形畸变因素。（1）相控整流电路对于常见相控整流电路，其基波电压和谐波电流的位移因素如表3-1所示。表3-1 常见相控整流电路基波电压和基波电流的位移因素 电路形式 单相电路三相电路12相电路基波电压和谐波电流的位移因素0.9110.9490.986 功率因数降低的主要原因是基波电压和基波电流位移因素的影响，即受可控硅控制角影响，使电流滞后于电压，1。改善功率因素的措施，一般是在负载端并联一个性质相反的电抗元件。若电网呈感性，通常采用电容补偿的方法。（2）开关整流电路对开关整流电路而言，AC/DC前端通常由桥式整流器和大容量滤波器组成。在这种电路中，只有当线路的峰值电压大于滤波电容两端的电压时，整流元件中才有电流通过。i为输入电流，u为输入电压。输入电流i呈尖脉冲形式，且产生一系列奇次谐波，致使功率因素降低为0.6-0.7。所以，对开关整流电路而言，不良功率因素主要源于电流波形的畸变。2、谐波电流对电网的危害脉冲状的输入电流中含又大量谐波，因此在AC/DC整流输入端需加滤波电路，从而增加了电路的体积和成本。谐波电流对电网的危害主要表现在以下几个方面；（1）谐波电流的“二次效应”，即电流流过线路阻抗而造成的谐波压降反过来使电网电压波形也发生畸变。（2）谐波电流引起电路故障，损坏设备。如使线路和配电设备过热，谐波电流还会引起电网LC谐振，或者高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而导致电容器损坏。（3）三相四线制电路中，三次谐波在中线中的电流同相位，合成中线电流很大，可能超过相电流，中线又无保护装置，使中性线因过流而导致中性线过热而引起火灾并损坏电气设备。（4）谐波电流对自身及同一系统中的其他电子设备产生恶劣的影响，如引起电子设备误操作，引起电话网噪音，引起照明设备故障等。功率因数校正实现方法由式(3-1)可知，要提高功率因数有两个途径，即使输入电压、输入电流同相位；使输入电流正弦化。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻。 功率因数校正电路分为有源和无源两类。无源校正电路通常由大容量的电感、电容组成。虽然无源功率因数校正电路得到的功率因数不如有源功率因数校正电路高，但仍然可以使功率因数提高到0.70.8，因而在中小功率电源中被广泛采用。有源功率因数校正电路自上世纪90年代以来得到了迅速推广。它是在桥式整流器与输出电容滤波器之间加入一个功率变换电路，使功率因数接近1。有源功率因数校正电路工作于高频开关状态，体积小、重量轻，比无源功率因数校正电路效率高。本文主要讨论有源功率因数校正方法。（一）有源功率因数校正方法分类1) 按有源功率因数校正拓扑分类(a) 降压式因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。(b) 升降压式须用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。(c) 反激式此设计采用了反激式功率因数校正设计。输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于150W以下功率的应用场合。典型电路如图3-1所示。 图3-1 反激式变换器(d)升压式(Boost)简单电流型控制，户F值高，总谐波失真(THD)小，效率高，但是输出电压高于输入电压。典型电路如图3-2所示。适用于752000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。它具有以下优点：电路中的电感L适用于电流型控制；由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大；在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数；当输入电流连续时，易于EMI滤波；升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。图3-2 升压式变换器Boost变换器又称为升压变换器、并联开关电路、三端开关型升压稳压器。其原理图如下图3-3。图3-3 Boost变换电路 当开关T开通时，电流流过电感线圈L，电流线性增加，电能以磁能形式存储在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流I0，R两端输出电压V0，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接Vs负载，二极管承受反向电压，所以电容不能通过开关管放电。开关T关断时，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持iL不变。这样线圈L磁能转换的电压VL与电源Vs串联，以高于V0电压向电容C、负载R供电。当电压高于V0时，电容有充电电流；等于V0时，充电电流为零；当V0有降低趋势时，电容向负载R放电，以维持V0不变。由于VL+ Vs向负载R供电时，V0高于Vs，故称其为升压变换器。(e) 的计算输出电压、输出功率可知最小的输出电流， （3-1） （3-2） （3-3）因为，把参数代入计算得，取L=1.2，因此取的值为260。（二）按输入电流的控制原理分类(1) 平均电流型 工作频率固定，输入电流连续(CCM)， TI公司的UC3854就工作在平均电流控制方式。这种控制力式的优点是：恒频控制；工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小；能抑制开关噪声；输入电流波形失真小。主要缺点是：控制电路复杂模拟，须用乘法器和除法器，需检测电感电流，需电流控制环路。(2) 滞后电流型 工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。电流波形平均值取决于电感输入电流。(3) 峰值电流型 工作频率变化，电流不连续(DCM)。 DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点，似存在以下缺点：PF和输入电压Vin与输出电压V0的比值有关，即当Vin变化吋，PF值也将发生变化，同时输入电流波形随Vin/V0的值的加大而使THD变大；开关管的峰值电流大(在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为CCM的2倍)，从而导致开关管损耗增加。所以在大功率APFC电路中，常采用CCM方式。而本设计中就是采用此峰值电流型设计方案。(4) 电压控制型 工作频率固定，电流不连续，采用固定占空比的方法，电流自动跟随电压。这种控制方法一般用在输出功率比较小的场合，另外在单级功率因数校正中多采用这种方法，后面会介绍。（三）其他控制方法非线性载波控制(NLC)不需要采样电压，内部电路作为乘法器，即载波发生器为电流控制环产生时变参考信号。这种控制方法工作在CCM模式，可用于Flyback,Cuk,Boost等拓扑中，其调制方式有脉冲前沿调制和脉冲后沿调制。3.3 DMC反激功率因数校正电路的原理图3-4（a）给出一个反激功率因数校正电路的原理图。图3-4（b）为工频半周期内，在高频PWM开关作用下的输入电流波形。工作模式为DCM，双半波正弦正弦虚线为电流峰值ip的包路线。三角波为输入电流i1的波形。取平均值，则输入电流i1近似为双半波正弦。可以证明，图上所示反击变换器电路，在DMC模式下，对输入电路而言，DC-DC变换器可等效为一个受占空比D控制的无损电阻，如图3-4所示。因此对图3-5所示电路，无需PFC控制器，就可以使输入端功率因数近似等于1.图3-5中，工频交流经全波整流后的输入电压为，为减少EMI，在DC-DC反击变换器前，加一个EMI滤波器。反激变换器由开关变压器（变比n：1）及输出电路组成。输出参数为，输入电压，电流分别，表示等效输入（无损）电阻。(a)反激功率因数校正电路原理图图3-4（b）输入电流波形3.3.1 等效输入电阻一个开关周期内，变压器原，副边电流，呈三角波，如图3-6所示。图中在0D期间，的增长斜率为,L为折算到副边的变压器电感值。在DTs(D+D2)Ts期间，副边电流i0的下降斜率为V0/L,D2T2为输出二极管导电持续时间。令原边峰值电流为 ip=iP/n式中iP为折算到副边的ip值。显然有L iP/DTs=V1(t)n 或 iP= V1(t) DTs/nL (3-4)输入平均电流为 (3-5)将式(3-4)代入(3-5)，可得 i1(avg)= V1(t)/Re, Re=2n2L/D2Ts (3-6)由式(3-6)，可见i1(avg)与V1(t)之间满足欧姆定律；DC-DC反激开关变换器在DCM模式下，输入阻抗是一个由D控制的电阻Re。图3-5DCM反激变换器等效为一个无损电阻图3-6电流i1，i0的波形3.3.2 平均输出电流和输出功率 (3-7) 进一步求D2，已知t=DTs时，i0= iP,以V0/L速率下降；t=(D+D2)Ts时，i0=0；故有 D2Ts=L iP/ V0 (3-8)将iP代入，可得 D2=DV1/nV0将式(3-8)代入式(3-7)，可得平均输出电流 i1(avg)=I0= DV1 iP/2nV0=D2V12Ts/2n2LV0将式(3-6)中Re=2n2L/D2T值代入，则有I0=V12/V0Re输出功率 P0=V0I0=V12/Re=P1上述分析说明：输出功率等于输入功率，没有功率损耗；DC-DC反激变换器在DCM模式下，是一个可控的无损电阻;由式(3-6)可知，每开关周期的输入电流平均值满足正弦规律，输入功率因数接近1. 4 半导体的半桥LLC谐振转换器解决方案4.1 NCP1396的介绍NCP1396是一款更新的器件，内置驱动器。它们均为为构建可靠及稳固的谐振模式开关电源提供了所有必需功能，具有极低的待机能耗。NCP1396的独特架构包括一个500 kHz的压控振荡器，由于在谐振电路结构中避开谐振尖峰相当重要，因此为了将转换器安排在正确的工作区域， NCP1396内置了可调节且精确的最低开关频率，通过专有高电压技术支持，这款控制器应用在能够接受高达600 V本体电压半桥式应用的自举 MOSFET驱动电路上。此外，可调整的死区时间可以帮助解决上方与下方晶体管相互传导的问题，同时确保一次端开关在所有负载情 况下的零电压转换(ZVS)，并轻松实现跳周期模式来改善待机能耗以及空载时的工作效率。 NCP1396具备多重保护功能，提供更好的电路保护，带来更安全的转换器设计而不增加电路的复杂度，NCP1396的各种强化保护功能包括有反馈环路失效侦测、快速与低速事件输入，以及可以避免在低输入电压下工作的电源电压过低侦测等。 面向各种多样化的电源应用设计，NCP1396提供有两种型号选择：A和B。两种型号的不同表现在： 1)启动阀值不同，NCP1396A和NCP1396B分别是VCC=13.3 V和VCC=10.5 V(相应地NCP1395A和NCP1395B分别为VCC=12.8 V和VCC=10 V)； 2)在释出快速故障输入时NCP1396A不会激活软启动功能，而NCP1396B则会在快速故障输入释出时通过软启动序列恢复工作。 从设计上来看，NCP1396A推荐用于大功率消费类应用设计，在这些设计中设计人员能够使用外部启动电阻，而NCP1396B更适合于工业/医疗应用，这些应用中的12 V辅助电源能够直接为芯片供电。输出功率在150 W至600 W之间的液晶电视和等离子电视等应用要求开关电源具有较高的功率密度和平滑的电磁干扰(EMI)信号，而且解决方案元器件数量少、性价比高。虽然开关电源可以采用的拓扑结构众多，但双电感加单电容(LLC)串联谐振转换器在满足这些应用要求方面拥有独特的优势。本文主要分析了半桥LLC谐振转换器的一些重要的设计考虑，如谐振电容和谐振电感的配置、工作状态、建模和增益特性等。此外，还包括其它一些考虑因素，如初级电流和谐振电容的参数确定、次级整流设计和输出电容参数的确定、谐振电感的平衡性、变压器绕组参数的确定和变压器的制作等。本文最后还简要介绍了安森美半导体的两款高能效半桥LLC谐振转换器解决方案NCP1396的主要特性及其应用设计侧重点，方便客户的应用设计，加快产品上市进程。近年来，液晶电视(LCD TV)和等离子电视(PDP TV)市场迅速增长。这些市场及其它一些市场需要具有如下功能特色的开关电源(SMPS)： u 150 W至600 W的输出功率范围 u 采用有源或无源PFC(由所需功率决定) u 宽度和空间有限，无散热风扇，通风条件有限 u 面向竞争激烈的消费电子市场 这就要求开关电源具有较高的功率密度和平滑的电磁干扰(EMI)信号，而且解决方案元器件数量少、性价比高。虽然开关电源可以采用的拓扑结构众多，但双电感加单电容(LLC)串联谐振转换器在满足这些应用要求方面拥有独特的优势。 这种拓扑结构比较适合中大尺寸液晶电视输出负载范围下工作。通常反激式拓扑结构最适用于功率不超过70 W、面板尺寸不超过21英寸的应用，双反激拓扑结构则适合功率介于120 W至180 W之间、26至32英寸的应用，而半桥LLC则在120 W至300 W乃至更高功率范围下都适用，适合于从中等(26至32英寸)、较大(37英寸)和大尺寸(大于40英寸)等更宽范围的应用。此外，在LLC串联谐振转换器拓扑结构中，元器件数量有限，谐振储能(tank)元件能够集成到单个变压器中，因此只需要1个磁性元件。在所有正常负载条件下，初级开关都可以工作在零电压开关(ZVS)条件。而次级二极管可以采用零电流开关(ZCS)工作，没有反向恢复损耗。总的来看，半桥LLC串联谐振转换器是适用于中、高输出电压转换器的高性价比、高能效和EMI性能优异的解决方案。 4.2半桥LLC转换器中谐振电容和谐振电感的配置 LLC半桥转换器的构造存在着单谐振电容(CS)和分体(split)谐振电容(CS1和CS2)等不同方案。如图4-1所示。对于单谐振电容配置而言，它的输入电流纹波和均方根(RMS)值较高，而且流经谐振电容的均方根电流较大。这种方案需要耐高压(600 至1,500 V)的谐振电容。不过，这种方案也存在尺寸小、布线简单等优点。图4-1 半桥LLC转换器的两种不同配置：(a)单谐振电容；(b)分体谐振电容与单个谐振电容配置相比，分体谐振电容配置的输入电流纹波和均方根值较小，谐振电容仅处理一半的均方根电流，且所用电容的电容量仅为单谐振电容的一半。当利用钳位二极管(D3和D4)进行简单、廉价的过载保护时，这种方案中，谐振电容可以采用450 V较低额定电压工作。 顾名思义，半桥LLC转换器中包含2个电感(励磁电感Lm和串联的谐振电感Ls)。根据谐振电感位置的不同，谐振回路(resonant tank)也包括两种不同的配置，一种为分立解决方案，另一种为集成解决方案。这两种解决方案各有其优缺点，采用这两种方案的LLC的工作方式也有轻微差别。 对于分立解决方案而言，谐振电感置于变压器外面。这使得设计灵活性也就更高，令设计人员可以灵活设置的Ls和Lm的值；此外，EMI幅射也更低。不过，这种解决方案的缺点在于变压器初级和次级绕组之间的绝缘变得复杂和绕组的冷却条件变差，并需要组装更多元件。在另一种集成的解决方案中，变压器的漏电感被用作谐振电感(LLK=LS)。这种解决方案只需1个磁性元件，成本更低，而且会使得开关电源的尺寸更小。此外，变压器绕组的冷却条件更好，且初级和次级绕组之间可以方便地实现绝缘。不过，这种解决方案的灵活性相对较差(可用的LS电感范围有限)，且其EMI幅射更强，而初级和次级绕组之间存在较强的邻近效应。 4.2.1 半桥LLC转换器的工作状态 根据负载条件的不同，LLC转换器的频率会出现变化。对于分立谐振回路解决方案而言，可以定义两个谐振频率，分别是串联谐振频率Fs和最小谐振频率Fmin。其中， ，。LLC转换器的工作频率取决于功率需求。功率需求较低时，工作频率相当高，超出谐振点。相反，功率需求较高时，控制环路会降低开关频率，使其中一个谐振频率提供负载所需大小的电流。总的来看，LLC转换器工作在5种不同的工作状态，分别是：a) 在Fs和Fmin之间；b)直接谐振在Fs；c)高于Fs；d)在Fs和Fmin 之间-过载；e)低于Fmin。 与分立储能电路解决方案相比，集成储能电路解决方案的行为特性不同，如漏电感LLK来自于变压器耦合，且LLK仅在变压器初级和次级之间存在能量转换时参与谐振；此外，一旦次级二级管在零电流开关(ZCS)条件下关闭， LLK就没有能量。对于半桥LLC而言，次级二极管始终处于关闭状态。谐振电感Ls和励磁电感Lm不会象分立谐振回路解决方案那样一起参与谐振。 4.3 LLC谐振变换器和近似值图4-2显示是一个半桥LLC谐振变换器的简化示意图，