大功率逆变电源的设计.doc

邵阳学院毕业设计（论文）1 绪论1.1 论文研究的背景和意义随着信息网络技术日新月异地发展,正弦波逆变电源作为新一代直流/交流转换电源已经广泛应用于电信、移动、联通、航空航天、金融管理、办公自动化、工业自动控制、医疗卫生、军事科研等各个领域。正弦波逆变电源利用蓄电池的直流电作为输入,经逆变后输出纯净的正弦波交流电,输出电压和频率极为稳定并可长期连续工作，消除了直接使用市电带来的供电中断、电压不稳、杂音干扰和雷电侵入等不利因素，同时克服了小型UPS供电时间短的致命缺陷,确保用电设备连续可靠的工作。配备正弦波逆变电源是系统安全、可靠运行的最佳保障。本文所涉及的正弦波逆变电源是电力电子技术中的一个重要的组成部分,它的作用是将直流电能变换成电能质量较高的、能满足负载对电压和频率要求的交流电能。随着工业和科技技术的发展,用户对电能质量的要求越来越高,正弦波逆变器的应用面将会越来越广,同时电力电子技术的发展和各种控制技术的发展也必将推动正弦波逆变技术发展。1.2 现代逆变电源技术发展现状及发展趋势1.2.1 现代逆变电源技术的发展现状电源是电力电子技术的主要应用领域之一,正是电力电子技术的迅猛发展推动了电源技术的进步，可以说电力电子技术是电源技术的核心。推动逆变电源技术发展的，主要有三个方面的因素。它们是电力电子器件技术,微处理器控制技术和PWM控制技术。 （1）电力电子器件技术的发展现状自1957年美国通用电气节司(GE)开发的电力电子器件晶闸管问世以来,电力电子器件经历了四个阶段:以整流管、晶闸管为代表的第一阶段。主要应用在开关电源场合。第二阶段，以GTO、GTR等全控器件为代表的发展阶段。虽仍属电流型控制模式,但其应用使得准高频化得以实现。第三阶段,以功率MOSFET、IGBT等电压型全控器件为代表的发展阶段。MOSFET开关频率高(可达1MHz)，主要用于以上的超声100kHz波电源,但缺点是在高压大电流场合功耗较大,因此大功率(1500W以上)有些困难。IGBT的开关频率日前可以在40-50kHz,功率可以达到5000W,它的价格较高,保护线路要求复杂。第四阶段，以SPIC(智能功率集成电路)、HVlC(高压集成电路)等功率集成电路为代表的发展阶段,使电力电子技术与微电子技术更紧密地结合在了一起。它实现了器件与电路的集成,强电与弱电、功率流与信息流的集成,成为机和电之间的智能化接口,是全新的智能化时代。这一阶段还处在初期发展中。 （2）微处理器控制技术的发展近二十年来,微处理器技术的取得了巨大进步,从1974年美国仙童公司生产出的第一块单片机开始,单片机如雨后春笋般大量涌现。它使得逆变电源控制系统的性能有了很大的提高。在超声波电源中,单片机主要用作数据采集和运算处理、电压电流调节、PWM信号生成、系统状态监控和故障自我诊断等,一般作为整个电路的主控芯片运行,完成多种综合功能。配合D/A转换器和MOSFET功率模块实现脉宽调制。另外,单片机还具有对过流，过热。欠压等情况的中断保护以及监控功能。数字信号处理器(DSP)是近年来迅速崛起的新一代可编程处理器,与单片机相比,DSP具有更快的CPU,更高的集成度和更大容量的存储器。在超声波电源中,DSP可以完成除功率变换以外的所有功能,如主电路控制、系统实时监控及保护系统通信等。虽然DSP有着许多优点,但是它也存在一些局限性,一如采样频率的选择、PWM信号频率及其精度、采样延时、运算时间及精度等。这些因素会或多或少地影响电路的控制性能。但是随着DSP技术的发展,这些问题会逐步解决,同时DSP技术也会使一些传统的控制技术如PID控制技术焕发一新。 （3）PWM控制技术的发展随着电压型逆变器在高性能电力电子装置币越来越广泛的运用,PWM技术作为核心技术,引起了人们的高度重视,并得到越来越深入的研究。PWM控制信号的最初从采用模拟电路完成三角调制波和正弦波的比较产生,以控制功率器件的开关,到目前采用全数字方案,完成实时在线的PWM输出。SPWM控制波的产生从电源角度出发的自然采样法,近似自然采样的规则采样法,等面积采样法,发展到从控制对象角度出发的磁通正弦PWM控制技术,以及优化的PWM技术,包括特定谐波消去SPWM控制技术,转矩脉动最小PWM技术和随机PWM控制技术。随着逆变电源频率的提高,自关断器件的开关损耗已不容忽视,它不但严重降低了电源的效率,而且对器件本身的损耗也很大,缩短了使用寿命,这也是电力电子技术发展所面临的一个问题。针对这个问题，软开关技术应运而生，在电力电子技术领域,出现了负载谐振技术、准谐振或多谐振技术、ZCS-PWM和ZVS-PWM技术、ZVT-PWM和ZCT-PWM技术以及移相桥ZVS-PWM技术。这些技术为逆变系统的数字化提供了强大的动力支持。1.2.2 现代逆变电源的发展现状正弦波逆变电源按频率范围可以分为工频、中频和高频逆变电源。工频逆变一般指5060Hz的逆变电源；中频一般为400Hz到十几kHz；高频逆变电源的频率则一般为十几kHz到MHz。目前，国内外在工频正弦波逆变电源技术方面已比较成熟，产品已覆盖了工频机组的全部型号。在中、高频方面,日本和西班牙在1991相继研制50kHz/500kW和50kHz/500kW的IGBT电源,近年来,日本研制了3kW200kW、20kHz300kHz系列高频电源,欧美研制了输出频率为200300kHz输出功率为100400kW的MOSFET高频系列电源。国内在1995年浙大研制出50kHz/50kW的工IGBT超音频电源,北京有色金属研究总院和本溪高频电源设备厂在1996年联合研制出20kHz/100kW的IGBT电源,天津高频设备厂分别与天津大学和北京有色金属研究总院合作研发200kHz/75kW及400kHz/I0kW的SIT高频电源,浙大采用功率MOSFET研制了300kHz高频电源。上述这些电源可分为两类:由IGBT制造的和由MOSFET制造的。由于IGBT的开关频率限制(最高为250kHz),因此，IGBT制造的正弦逆变电源频率都较低。而MOSFET制造的电源,大多数也是方波电源或占空比可调的脉冲逆变电源。在国内外所见报道中出现的由MOSFET制造的高频大功率正弦波电源都是由方波经滤除高次谐波得到的,并不是真正意义上的SPWM正弦逆变,并且由于滤波电路的限制,其输出电压频率是固定的。本课题所研制的电压和频率可调的大功率正弦波逆变电源具有独创性,具有一定的科学研究价值和广阔的市场前景1。1.2.3 逆变电源的发展趋势电源技术发展到今天,具有一定的科学研究价值和广阔的市场前景。己融合了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、计算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华,己从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学2。其发展趋势主要有以下几个方面: （1）高频化目前，超音频阶段主要利用IGBT。而高频频段,主要发展MOSFET电源。随着新型高频大功率器件的问世将进一步促进高频电源的发展。 （2）大容量化从电路的角度来考虑,可将大容量技术分为二大类:一类是器件的串、并联,另一类是多台电源的串、并联。 （3）智能化控制在对提高电源可靠性的要求下,逆变电源正向智能化控制方案发展。具有计算机智能接口、远程控制、故障智能诊断等控制性能的电源正成为下一代的发展目标。 （4）高功率因数、低谐波电源随着整个电网无功及谐波污染要求的提高,具有高功率因数低谐波污染电源必将成为今后发展趋势。1.3 论文的目的和任务本课题输出电压和频率极为稳定并可长期连续工作大功率正弦波逆变电源。要求电源输出交流输出额定输出电压及频率220V/50Hz,输出频率精度50Hz0.1%，逆变效率 85%，输出功率较大，本系统按输出功率为5kW。本课题要求正弦波输出的稳定性好、功率大。需要解决的关键问题是如何降低开关损耗,最终得到大的功率输出。问题的难点在于大的功率输出和降低损耗。首先,要得到性能和波形比较好的正弦输出,就要有较大的载波比,载波信号将达到400600kHz,对于如此高的频率,逆变元件只能选用IGBT。IGBT综合了MOSFET和GTR的优点,具有开关速度快,输入阻抗高,驱动功率低,通流能力强的特点,为了降低开关损耗,我们必须选择合适的逆变主电路、控制万式、调制方式和功率变换技术。因此本文主要解决的问题,完成的任务有: （1）选择一种高频逆变主电路、控制方式和功率变换技术,使其尽可能降低损耗，提高输出功率； （2）实现多管并联时的电流(电压)均匀分配,选用驱动电路； （3）查找满足要求(高速、高驱动功率、高抗干扰能力)的驱动电路； （4）合理对称布局,减小引线电感的影响；（5）采用智能化的整流模块,实现输出电压幅度可调。412 逆变系统方案论证2.1 逆变系统的结构逆变系统的核心勿庸置疑是完成逆变功能的逆变电路，此外逆变系统还需要产生和调节驱动脉冲的电路即控制电路,还要有保护电路、辅助电源电路、输入电路和输出电路等。这些电路构成了逆变系统的基本结构,其系统结构框图3。如图2.1。 图2.1 逆变控制系统的基本结构输入电路是对输入电能进行处理以实现逆变器输入所需的直流电的电路。对于输入为直流电能的系统来说,输入电路一般包括滤波电路和EMI对策电路。若输入为交流电网,则输入电路还应包括整流电路。输出电路一般包括滤波电路和EMI电路,有的根据需要还包括逆变变压器。控制电路用于按要求产生和调节一系列控制脉冲来控制逆变开关管的导通和关断，配合主电路完成逆变功能。这一部分对于逆变系统的性能至关重要。辅助电源的功能是将逆变器的输入电压变换成适合控制电路工作所需的直流电压,一般为DC/AC变换器。逆变系统离不开完善的保护措施,保护电路主要有直流侧过压保护、直流侧欠压保护、过载保护、短路保护和过热保护等。在本系统中还包括反馈信号丢失保护。2.2 正弦逆变电源的基本拓扑结构及特点逆变器按直流侧电源性质可分为电压型逆变器和电流型逆变器。电压型逆变器直流侧主要采用大电容滤波,直流电压波形比较平直,近似为电压源。电流型逆变器直流侧有较人的滤波电感,直流电流波形平直,近似为电流源。电压型单相逆变电源主电路一般有半桥逆变电路、全桥逆变电路和推挽逆变电路三种基本主电路形式。其电路拓朴结构分别如图2.2、图2.3和图2.4所示4。(1)半桥逆变电路半桥逆变电路的原理图如图2.2所示,它有两个桥臂，每个桥臂由一个可控元件和一个反并联二极管组成。开关器件T1和T2基极信号在一个周期内各有半周正偏,半周反偏且二者互补。半桥逆变电路使用的功率开关器件较少,电路结构简单,成本低且由于分压电容的作用,该电路具有较强的抗电压输出不平衡能力。但电路的交流输出电压幅值仅为Ud/2,所以其输出功率很低,电源利用率差,不适合于输出功率较大的逆变电路。图2.2 半桥逆变电路(2)全桥逆变电路 图2.3所示为单相全桥逆变电路。全桥逆变电路在单相电压型逆变电路中是应用最多的电路,主要用于大容量场合。在相同的直流输入电压下,全桥逆变电路的最大输出电压是半桥逆变电路的两倍。这意味着输出功率相同时,全桥逆变器的输出电流和通过开关元件的电流均为半桥逆变电路的一半。在大功率场合,这是一个显著的优点。但用的开关器件多,驱动较复杂。图2.3 全桥逆变电路 (3)推挽式逆变电路推挽式逆变电路如图2.4所示。推挽式逆变电路在输出端需要原边带有中心抽头的变压器,电路比全桥电路少用了一半开关器件,但器件承受电压却也增加了一倍，所以适用于原边电压比较低的场合。推挽式可工作于PWM方式或方波方式,但不能输出正弦电压波形。所以该电路结构一般用于小功率方波逆变电源系统中,逆变功率一般小于1kW。 图2.4 推挽式逆变电路 由上述的分析可知,半桥电路中的每只功率管的导通损耗比全桥的大四倍,整体损耗大两倍。而全桥逆变电路尽管所用的功率管数量较多,但开关管所承受的电压、电流应力均相对较低,具有输出功率大、输出正弦波形好的优点。同时全桥比半桥较容易实现软开关,是实现本课题的最合适的主结构。综合以上三种电路的优缺点和实际的需要，本系统采用电压型全桥逆变电路。2.3 SPWM正弦逆变原理SPWM正弦逆变原理就是用正弦波为调制波,对N倍于调制波频率的三角波进行调制,得到一组幅值相等,宽度正比于调制波的矩形脉冲序列来等效调制波,并用该矩形脉冲序列控制开关器件导通与关断,将直流变换为交流方波,使其基波具有指定的频率和幅值,经过线路滤波,就可以获得实用的正弦交流信号。2.4 功率变换技术PWM工作方式下，功率变换技术可以分为硬开关和软开关两大类6。2.4.1 硬开关方式的局限性PWM是以中断功率通道和控制占空比的方法来变换功率。这种电路结构简单、输出波形良好,在较短的时间内发展很快。但是,PWM硬开关电路是在高压下开通、大电流时关断处于强迫开关过程。这种开关方式特别是在高频情况下运行时损耗极大,而且器件易于损坏,局限性很大。具体有以下几个因素的限制: （1）开通和关断损耗大在感性负载关断、容性负载开通时,电力电子开关器件承受很大的瞬时功耗。并且随着开关频率的提高,这种损耗成正比例的增加,过大的开关损耗会使结温上升,不仅工作频率不能再提高,而且器件的电流、电压容量也不能达到要求,开关管很容易烧毁。（2）击穿限制逆变电路中难免存在感性元件(引线电感,变压器漏感等寄生电感或实体电感)。硬关过程中,当开关器件关断时,通过该感性元件的电流很大,感应出很高的尖峰电压,该尖峰电压加在开关器件的两端,易造成电压击穿;当开关器件在很高的电压下开通时,储藏在开关器件结电容的能量将全部耗散在该开关器件内,会引起浪涌电流,使电流和电压远远超出直流安全工作区,引起开关器件过热、击穿而损坏。（3）电磁干扰限制在高频状态下运行时,开关器件本身的极间电容成为重要的参数,尤其对MOSFET来说,由于采用门极绝缘栅结构,它的极间电容较大,因此引起的能量损耗以及密勒效应更为严重。在高电压开通时,电容储能被器件本身吸收和耗散温升增加,极间电容电压转换时du/dt耦合到输入端产生电磁干扰 (EMD),使系统不稳定。如果在零电压条件下开通开关器件,这些弊病即可消除。（4）二极管反向恢复问题二极管由导通变为截止时存在着反向恢复期,在此期间内,二极管仍处于导通状态,若立即开通与其串联的开关器件,容易造成电源瞬间短路,产生很大的冲击电流,轻则引起该开关器件和二极管功耗急剧增加,重则致其损坏。上述这些局限性,使得人们研究新的电路结构,以减小开关应力,于是便产生了软开关技术。2.4.2 双零谐振软开关技术为了减小开关器件的开关损耗,最理想的软开通过程是:电压下降到零后，电流再缓慢上升到通态值,开通损耗近似为零。功率管开通前电压下降到零,其结电容上的电压即为零,解决了容性开通问题,同时意味着二极管已经截止,其反向恢复过程结束,因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。最理想的软关断过程为:电流先下降到零,电压再缓慢上升到断态值,所以关断损耗近似为零。由于功率管关断前电流已下降到零,即线路电感中电流亦为零,所以感性关断问题得以解决。目前工作在高频范围内的逆变器,能实现理想开关过程的最常用的软开关技术是双零谐振软开关技术(即零电流开关（ZCS)技术和零电压开关（ZVS）技术两种)。它是利用谐振原理使开关管两端的电压或电流在一周期内有一段时间呈正弦规律变化,使电压电流波形错开,从而实现了开关器件的零电流开关或零电压开关,在理论上可以使开关损耗减少为零。图2.5是ZCS谐振开关的典型电路,图2.6是ZVS谐振开关的典型电路谐振开关由电力电子开关器件及辅助谐振元件L和C组成。零电流开关(ZCS)中,为实现零电流开关条件,电感与开关是串联的。开关管开通后L和C之间发生谐振,使导通期内电流呈正弦规律变化,从而在开关管关断时实现零电流关断。 （a）ZCS变换工作波形 （b）ZCS电路 图2.5 电流型谐振开关图2.6所示为零电压开关(ZVS)。为实现零电压开关条件,L和C之间的谐振是靠开关管的关断来激励的,因此利用辅助的LC谐振元件在关断期间内把电压转换成正弦波,实现接通终了时刻电压为零,完成零损失开关动作。双零谐振软开关的应用,能够使开关器件的动态轨迹大为改变,开关损耗小,无击穿的限制,du/dt及di/dt应力大为下降,因而应用越来越广泛。ZCS的主要优点是降低了“关断”损耗,主要缺点是电容的开通损耗较大。这一问题与PWM硬开关类似,由于电力开关管的非零电压导通,使断态时存储在开关晶体管输出结电容内的能量,在开关转为开通时消耗在开关内部,产生与开关频率成正比的开关损耗,并且开通时的电流会产生开关噪声、寄生振荡和对门极驱动电路的干扰。而ZVS在开关开通时就建立起零电压条件,这种技术消除了开关元器件寄生输出电容相关的开通损耗,可实现大功率逆变电路7。（a）ZVS变换工作波形 （b）ZVS电路图2.6电压型谐振开关比较零电流和零电压开关技术,零电压开关在较高的频率下比零电流开关更有效。因此,本文将采用ZVS谐振型逆变器。2.5 ZVS全桥逆变电路为了减小损耗,提高效率,以达到大功率正弦输出。由以上分析可得本课题采用的SPWM方案是:主拓扑结构采用全桥逆变电路,采用同步调制方式,功率变换技术采用ZVS零电压软开关技术8。具体电路和工作状态如图2.7所示。T4导通,T2截止,Tl和T3管由正弦波和三角波比较后产生的两列互补脉冲序列控制时的开关管控制信号波形。工作过程如下: （1）状态 t0t1时刻T1和T4管导通,电路输出电压为+E,滤波电感电流线性增加,直到时刻关断为止。 （2）状态t1t2时刻:在t1时刻T1关断,电感电流从T1中转移到C1和C2支路,给C1充电,C2进行电放。由于C1的存在,T1为零电压关断。在t1t2很短的时间内,电感电流近似不变,为一恒流源,则Cl两端电压线性上升,C2两端电压线性下降。时刻,C2电压下降到零,T2的体二极管D2自然导通。（3）状态t2t3时刻:D2导通使T2开通,所以T2为零电压开通。电流由D2向T2转移,电流基本上由T2流过,电路处于续流状态,电感电流线性减小,直到t3时刻减小到零。当然T1关断和T2开通之间需要有死区时间td1才能保证T2实现ZVS。图2.7 PWM软开关方式电路（4）状态t3t4时刻:此时滤波电感上的电流开始由零向负向增加,电路处于零态储能状态,T2中的电流也相应由零开始正向增加,到t4时刻T2关断，结束该状态。（5）状态t4t5时刻:T2零电压关断,C2充电,C1放电,t5时刻Cl的电压降到零,体二极管D1自然导通。（6）状态t5t6时刻:D1导通后使T1零电压开通。电流由D1向转移。电感电流负向减小,直到减小到零,之后输入电压正向输出给电感储能,回到初始状态(1),开始下一开关周期。同理,T2关断和Tl开通之间需要有死区时间td2才能保证T1实现零电压开通。由以上的分析可知,由于C1和C2的存在,T1和T2容易实现ZVS关断。但是要实现功率管的零电压开通,需保证有足够的能量在其开通之前抽去电容上所储存的电荷。在电感电流与输出电压同向时,T2管容易实现ZVS开通,因其开通时刻总是在电感电流的瞬时最大值时刻,即使轻载时电感储存的能量也可以保证其实现零电压开通。对于T1来说,则必须在零态续流模式中电感电流瞬时值由正变负,达到一定负向值,才能保证在下管关断时该电流足以使上管结电容放电,从而实现其零电压开通。当二者反向时,情况正好互换。对输出电压负半周,上下管的情况与正半周相同。因此滤波电感的取值直接影响ZVS实现的范围,也影响到电路的效率。电感值大,电感电流瞬时值变化范围小,ZVS实现的范围减小,也就是说在较大负载情况下,在电感电流峰值附近,上管难以实现ZVS开通,从而仍然有较大的开通损耗;电感取值减小,其电流瞬时值脉动变大,则ZVS实现的范围加大,开通损耗可以减小,但此时由于整个输出周期内电感上的瞬时电流的高频脉动很大,因而磁芯的磁滞及涡流损耗增加9。所以,电感的取值、ZVS实现的范围及电路的效率之间需根据具体情况适当折衷。3 逆变电源主体电路设计3.1 逆变系统整体方案设计根据本系统所完成的各项功能的要求,综合考虑各种方案并结合实际情况,最后逆变系统采用如图3.1的基本结构。图3.1 逆变系统的基本结构由图3.1可知,蓄电池输出的24V直流电压经过全桥逆变桥逆变成交流电，输入升压电路变成220V电压，经输出滤波输出稳定的电压。蓄电池还为系统的辅助电路的供电，辅助电路为其他电路模块提供电源，保证系统的正常运行。电压反馈模块采集输出电压的信号，反馈给单片机处理构成电压闭环反馈电路，可以让系统稳定连续的工作。PIC16是款性价比比较高的单片机，满足系统正常工作的需要。驱动电路、保护电路都是为了系统正常运行提供必不可少的保证的。正常工作时,由市电整流所得直流给逆变器供电,而当市电异常时,则自动切换到蓄电池供电。直流电经过桥式逆变电路逆变后,再经输出滤波变成50Hz纯正弦电,供给负载。逆变器的输出电压经交流电压传感器变换并反馈输入给单片机A/D接口,经单片机采样及闭环控制运算,获得相应的SPWM控制信号输出1011。从而整个系统能够连续稳定的为负载供电，保证其正常工作。由图可知,本系统是按大功率逆变电源进行设计的,所以不考虑对蓄电池组的充电问题,对蓄电池组的充电可由用户根据实际情况自行选择,如电网充电、太阳电池充电或其它充电方式。另外本设计只按照独立电源设计,至于并网问题在本论文中暂不谈论。逆变电源系统电路图见附件。系统的各个结构组成部分的具体情况将在本章以后各节中详细介绍。3.2 逆变主电路拓扑结构及其参数选择3.2.1 逆变主电路形式及原理根据第二章的理论分析，综合考虑各方面的因素，系统主电路采用电压型全桥逆变电路，其输出侧采用工频变压器升压和LC滤波电路滤波。系统设计要求为直流侧输入电压24VDC、额定交流电压输出为220V/50Hz、额定容量5kW，其完整的主电路拓扑结构如图3.2所示。C17为直流侧的大滤波电容，能有效减少工作时直流母线电压中的脉动交流幅值，并能短时贮存负载开关切换时反馈的电感电流贮能，抑制由此引起的过压。C18为高频无极性滤波电容，因为在高频逆变电路中，电解电容的等效串联阻抗会影响开关电流的能量吸收，所以有必要在C17两端再并联此电容。采用单电压极性的SPWM调制，逆变器同一桥臂的上下两个开关器件交替通断，并处于互补工作方式，即功率管T5和T6互补、T7和T8互补，T5和T8在相位上相差180度电角度。图3.2 逆变主电路结构3.2.2 逆变主电路元器件及其参数选择本系统设计要求输出电压频率220V/50Hz，输出功率为5kW,故逆变主器件选择绝缘栅双极型晶体管IGBT12。IGBT综合了MOSFET和GTR的优点,具有开关速度快,输入阻抗高,驱动功率低,通流能力强的特点。本系统额定容量5kW，输出交流电压为220V,则IGBT的电流16A,目前IGBT的电流/电压等级很大考虑电压波动及开关电流引起的电压尖峰等因素,取耐压值为600V ECG系列的IGBT功率管即可。3.2.3 输入侧平波电容器的选择电解电容的参数通常按下式计算 （3.1） 式中T为输入侧直流电压的脉动周期，R1为直流侧等效负载电阻，电容上平均电压为Ve=24V，电流为Ie=1.6A则 若直流侧为交流电压(50Hz频率)经全波整流后的电压则T=10ms，则可得直流侧采用的是蓄电池电压，实际上T应小些，则电容值也相应小一些，但是考虑到逆变器的通用性，使之既能满足蓄电池供电又能满足交流电压经过整流的电压供电，我们取采用400V/3300pF的电解电容，同时在电解电容的两端并联一个0.47pF的无极性电容。3.2.4 输出LC滤波器参数的设计逆变器的输出为频率为20kHz的SPWM方波,其基波为50Hz,还含有低次、高次谐波,谐波主要集中在20kHz、40kHz附近,使逆变器输出为标准正弦波就必须设置滤波,我们采用的是LC滤波电路,称为固定K型低通滤波器11。其截止角频率为 （3.2）R为公称阻抗，在85%、220V输出下， 如果设截止频率fc为20KHz衰减4倍即5000Hz,则有： 考虑到变压器的漏感,实际电感取0.1mH即可,电容C16取10F。3.2.5 工频变压器设计工频变压器在逆变电源系统中通常起到升压和电气隔离的作用，它对逆变器的效率、工作可靠性和输出电气性能起到非常重要的作用，因此逆变变压器的设计十分重要。(1)确定变比N变比的设定是按照直流侧输入电压为所能承受的最小值即最低输入电压Vmin时也能保证输出达到所要求的最高值Vmax，而这时，逆变器应工作在最大占空比上。对于直流侧由蓄电池供电的系统来说，Vmin就是蓄电池的欠压保护点，我们取19V，Vmax应为220V，此时逆变器工作在最大占空比即调制比M=1上，假定变压器为理想变压器，设原、副边匝数分别为N1、N2，则考虑到变压器的绕组内阻压降和后级滤波电感绕组压降，实际原、副边变比应比上述理论值小些，我们取(2)定制变压器。按上述变比和5kW额定容量就可以定制工频变压器，同时由于输出侧采用的是电感电容滤波，在定制变压器时应尽量减少变压器漏感。3.2.6 散热器的选择电力电子器件在传递和处理电能的同时,要通过电热转换消耗一部分电能,为了保持器件的正常工作状态,由消耗电能转换而成的热量必须及时传出器件并有效地散发掉,否则将使器件因为过高的温升而改变特性,甚至因为电极接触或半导体层的熔化而永久失效13。因此必须进行良好的散热设计。本系统中发热的主要元件是逆变开关管IGBT和用于切换的开关管晶闸管,所以设计散热器必须考虑这两种器件的功率损耗。(1)开关管的导通损耗开关管导通期间，当电流为Ie，管压降为Ve，则通态损耗Pn为： （3.3） IGBT的通态压降查表得Vca=2.1V,所以单个开关管的导通损耗Pon=25W,由于每次都有两个IGBT同时导通,所以IGBT的导通损耗应为50W。(2)开关管的开关损耗IGBT的导通损耗与开关损耗之比为1:4,所以开关损耗应为15W。则本系统中IGBT的总损耗应为65W。(3)散热器的总功耗考虑晶闸管的损耗,并留有一定的余量,我们按功耗200W设计散热器,定制铝合金散热器,并在功率管与散热器的接触面均匀涂上导热硅脂以增强散热效果,为更加有效地散热并减小散热器尺寸,系统散热设计采用了强迫通风方式,采用在温度升高到一定程度时,再开通风扇对散热器进行抽风,有效延长风机使用寿命,实践证明这样的散热器能完全满足工作需要。3.3逆变模块的仿真和结果分析3.3.1逆变系统SIMULINK模型的建立为了使选择的IGBT逆变模块能不能满足设计的要求，采用MATLAB环境下的SIMUL1NK和电源系统模块(POWER SYSTEM BLOCKSET)建立了多功能逆变电源的仿真模型如图3.3所示。本模型使用模块库的多功能桥模块（UNIVERSAL BRIDGE）和PWM脉冲发生器（PWM GENERATOR）就能实现。多功能桥式电路模型是一个既可以做整流又可以做逆变的模型,并且可以通过设置来改变它的相数和采用的电力电子开关类型。图3.3 大功率逆变电源的仿真模型图3.4 多功能桥对话框多功能桥参数设置如图3.414。对多功能桥设为三相桥臂,三相在输出端,开关器件选择IGBT。并且在测量中选择了电压和电流,这是为了方便多路测量器图3.5（MULTIMETER）观测IGBT承受的电压和电流,为选择IGBT参数提供依据。图3.5 多路测量器对话框 图3.6 PWM发生器对话框IGBT的驱动信号由PWM信号发生器产生,如图3.6发生器对话框中,选择了内产生调制电路方式,当然也可以采用外调制信号输入方式,但需要外加三相正弦调制信号。选择三角波频率仅为600Hz,这样观察电压波形比较清楚,使用频率要高的多。3.3.2 系统仿真参数设置及仿真分析在对系统模型中各个模块进行正确的参数设置之后,便需要对系统仿真参数进行必要的设置以开始仿真。在缺省情况下,Simulink默认的仿真起始时间为0s,仿真结束时间为10s。对于多功能逆变电源系统,它们的脉冲周期为us或ms级,如果采用默认的时间,仿真会非常的慢,因此需要设置合适的仿真时间15。设置仿真时间的方法为:选择菜单Simulation中的Simulation parameters(或使用快捷键ctrl+E),打开仿真参数设置对话框,在Solver选项卡中设置所需的系统仿真时间区间如图3.7。 图图3.7 系统仿真参数设置对话框图3.8 IGBT承受的电压图3.9 IGBT通过的电流完成了IGBT功能仿真实验,仿真结果图3.8,图3.9系统实验结果表明完全满足设计性能指标。3.4 驱动电路设计3.4.1 IR2110及其组成的驱动电路IR2110具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路,其高端工作电压可达600V,在15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端电压范围1020V；逻辑电源电压范围3.320V,可方便地与TTL或CMOS电平相匹配,而且逻辑电源地和功率地之间允许有5V的偏移量；工作频率高,可达100kHz；开通、关断延迟小,分别为120ns和94ns；输出峰值电流为2A。图3.10是IR2110构成的驱动电路。可见用两片IR2110可以驱动一个逆变全桥电路,它们可以共用同一个驱动电源而不须隔离,使驱动电路极其简化。IR2110本身不能产生负偏压。图3.10 驱动电路电路图由驱动电路可见本电路在每个桥臂各加了负偏压电路,以上半部为例,其工作过程如下：VDD上电后在VW1的位下形成+5.1V电压Vc1,当IR2110的脚1（LO）输出为高电平时,下管有（VDD-5.1）V的驱动电压,同时在下管关断时下管的栅极之间形成一个5.1V的偏压；下管开通同时脚1（LO）输出高电平通过R57,R42开通MOSFET进行充电;当IR2110的脚7（HO）输出为高电平时,由其放电提供上管开通电流,同时给C17充电并由VW2钳位5.1V下管关断时Vc2即形成负偏压。为了只用IR2110的保护功能,把脚11（SD）端接地。 3.5 辅助电源电路设计在逆变系统中,控制回路、开关管驱动电路、各种检测电路以及监控电路,都需要电压等级不同的直流电源(一般有5V、15V),我们称之为辅助电源。由于辅助电源路数多,有的又要求互相隔离,所以人们常常使用开关电源。本系统采用的是集成稳压模块,集成稳压模块使用比较方便、性价比比较高,逐渐被大众应用到电路设计当中。本系统中采用的PIC16F78单片机的性能比较优越1617,外接电路比较简单,所以本系统只采用了简单的MC78M15CT/MC78M05CT三端集成稳压模块为系统的电路提供稳定的直流电源。MC78模块在电路比较简单,工作频率：50Hz5%；稳压精度1%；瞬时恢复时间：20ms-100ms具有过流保护等功能。由MC78M15CT/MC78M05CT模块组成的辅助电源满足了本逆变系统电压等级不同的需求,其辅助电源电路图如图3.11。 图3.11 辅助电源电路3.6 系统的各种保护措施3.6.1 死区延时电路设计在高压大功率场合下，开关管开通、关断的频率很高，很容易对控制电路等弱电图3.12 死区延时电路信号造成干扰，严重威胁高压大功率逆变器的安全运行。另外同一桥臂的两个IGBT互补导通，死区时间的设置是必不可少的，否则可能出现桥臂直通现象，导致器件甚至整个电损坏1819。所以在驱动电路和单片机之间加入死区延时电路如图3.12。先就一路延时电路进行说明，延时电路由集成逻辑或门电路及由电阻R53和电容C39串联构成的充放电电路组成，或门电路的一个输入端连接CPU输出的SPWM控制信号，并与电阻R53的一端连接，电阻R53的另一端连接或门电路的输入端，也连接到电容C49的一端，电容C49的另一端连接工作电源地。或门电路的输出端用于连接控制信号输入端口。选择不同的电阻、电容值，就可以得到不同的延时时间。电路简单，调节方便，易实施，成本低。通过RC电路的冲放电得到一个时间的延迟，再经过门电路的处理加到SPWM信号波形中 。通过改变R53、C49的大小就调整死区时间的长短。其他三延时电路也是同样的道理。为了使系统可靠安全的运行.完善的保护措施是必不可少的.本系统的保护包括过流保护、过载保护、温度过热保护和反馈信号丢失保护。3.6.2 过流保护和系统电源欠压保护为了保护IGBT必须设置可靠的过流保护,IGBT的集电极电流过大会造成管子的损坏,实验证明,当出现短路过电流故障时,如果保持驱动电压为15V不变,50A的IGBT能承受250A过电流冲击时间仅为5s,所以当出现短路过电流时要求系统能快速保护。过流信号的检测来源于对直流侧电流采样的霍尔传感器和IR2110驱动形成的OC端,两者经过线与送到过流保护互锁电路中22。前端为绝对值电路,然后经过分压和滤波在与基准值(5V标准分压后得到)比较,比较后的信号经OC端线送到由与非门组成的自锁电路中,只要发生过流,自锁输出就一直保持输出为零,直到重新开机或通过P1、A3端口发一个清故障信号才能解锁。另外,对系统的开关电源和驱动电源也要进行欠压保护检测,如果开关电源欠压可能会引起系统不能正常工作,如果驱动电源发生故障,开关管不能正常地关断,也会引起开关管损坏20。 对开关电源电压的监控采用15V电压经分压与5V基准比较的方式对驱动电源电压监控采用一路20V电压经如图左边的电路形成UV信号,该信号与开关电源欠压信号线与经两个非门整形,在与前面的过流保护信号相与送往PIC16F73单片机的故障保护引脚,当发生过流或电源欠压时就会输出高电平信号,从而封锁PWM输出,保护系统。单片机通过端口可以判断发生的故障是过流还是电源欠压,以用于系统识别。3.6.3 系统过载保护图3.13 过载保护流程为了避免系统长时间超负荷运行,必须设置系统过载保护,过载保护是区别于过流保护的,它允许系统短时间内在一定范围超过额定电流运行,使系统具有抗短时冲击电流的能力。过载保护我们按额定电流1.5倍工作l分钟的等效发热原理进行整定的。由于允许过载的电流比较接近额定电流,等效电阻近似相等,故为便于计算我们将R舍去,只计算。具体方法是:每隔一定时间读取负载电流的值,该电流值的平方与额定电流的平方相减,再乘以时间间隔,多次累加,当累加值超过时,就认为过载,累加小于零则清零。其保护流程如图3.13。3.6.4 系统温度保护过高的温升会使IGBT改变特性甚至损坏失效,因此除了在给IGBT加装散热器图3.14 温度检测流程和进行风扇降温以外,还应在温度过高时进行过热保护停止系统运行。同时为了降低系统功耗，我们设计只有在温度达到一定程度(风扇起动点)时才开风扇，在温度降到一定值(风扇停止点)时再关闭风扇，即对风扇的控制是滞环控制2122。其程序流程如图3.14。在风扇打开后,即使温度己经降到风扇停止点,也要保证风扇运行一定时间才能关闭,这样做是为了防止风扇起动过于频繁,我们是通过计数值累加来计算风扇开启时间的。为了简便,我们设置风扇起动点为过热恢复点。风扇的开闭是通过PTA2端口控制继电器实现的。另外,为了防止发生意外,还需要设置温度检测信号丢失保护,当温度检测信号丢失时,应该立即停止系统工作。这是在温度采样程序中实现。4逆变电源控制器的设计4.1 PIC16F73单片机简介控制电路以 Micorchip 公司的PIC16F73单片机为核心如图4.1。PIC16F73单片机采用RISC结构的高性价比嵌入式控制器23,采取数据总线和地址总线分离的Harvard双总线结构,具有很高的流水处理速度。各引脚的含义如下：l OSC1:振荡器晶振或外部时钟输入；l OSC2:振荡器晶振或外部时钟输出；l Vpp:主清零输入；l RA0RA5:数字I/O端口，模拟输入；l RB0RB7:PORTB是双向I/O端口。PORTB的所有输入引脚都可有软 件编程为具有内部弱上拉功能；l RC0RC7:PORCT是双向I/O端口；l Vss:逻辑和I/O引脚的接地参考端；l Vdd:逻辑和I/O引脚的正电源。图4.1 PIC16F73单片机其内含192字节的RAM,4K程序存储器,5路A/D转换及2路PWM波发生器,应用时外部电路简单,是理想的单相逆变电源数字控制器24。4.2 控制器外围电路设计4.2.1 模数转换器(A/D) 为了完成控制和保护功能,要对系统的电压、电流、温度等模拟量进行采样。本系统中的采样均由PIC16F73单片机的模数转换器(A/D)完成的。PIC16F73单片机提供了8/5通道与1/0复用的8位分辨率的ADC,A/D时钟可编程,当采用8MHz的A/D时钟时,完成一次A/D转换只需2微秒时间。A/D能将模拟输入信号转化为对应的数字量。采样保持器的输出与转换器的输入相连,A/D转换器采用逐次逼近的方法产生转换结果。另外A/D转换器有在器件处于休眠模式下工作的独特的性能。4.2.2 时钟发生器模块及其复位电路时钟发生器模块主要负责产生与系统工作相关的几个时钟信号。时钟复位电路如图4.2。PIC16F73单片机的系统时钟不仅可以由外部晶振输入分频得到,还可以由内部锁相环(PLL)频率合成器提供,如图4.3所示。锁相环频率合成器是MC68llC08系列微控制器中最具特色的模块之一,它可以在外接20kHz晶振的情况下,通过软件编程得到最大8MHz的总线时钟频率,能大大降低对外辐射干扰,提高系统的可靠性15。图4.2 时钟复位电路系统时钟初始化程序为CGM_INIT:BCLR 5，PCTL ； 关闭PLLMOV #87，PPG ； 设置PLL反馈分频器分频系数和压控振荡器选择系数MOV #80，PBWC ； 设置宽带BSET 5，PCTL ； 打开PLLBSET 4，PCTL ； 选择PLL电路为基时钟图4.3 时钟发生器结构示意图4.2.3 交流输出电压的采样交流输出电压的采样也可以采用上述对光耦采样的方法,只需再增加一路完全图4.4 交流输出采样电路 一样的电路作为负电压采样就可。光耦采样虽能起到很好的隔离作用,但是由于这种电路要求两个光耦的特性完全一样,即使采用集成在一起的双光耦其特性也难以保证相同,从而影响采样精度。由于交流电压是作为反馈电压的,其采样精度势必影响输出值的精度,其采样电路如图4.4,既起到了电隔离作用又保证了较高的采样精度。由于变压器对交流电压采样必然有正负之分,而单片机的输入只能为正,故采用将采样值抬高2.5V(使用-2.5V基准电压),以保证输出为正。本系统逆变器的作后备式UPS功能时,需要对电网电压进行采样,对电网电压的采样也采用图4.4的方法,在对电网电压采样的同时,系统需要检测其相位,采用这种采样是能满足系统控制精度要求。4.2.4 交流负载电流的采样交流负载电流信号的采样主要防止过载,其采用的原理与直流母线电流采样原理相同,图4.5电路图由于有-2.5V基准电压将采样值抬高保证输出始终为正,故也适合于交流采样。图4.5 直流母线采样电路4.2.5 散热器的温度采样为了减少损耗,本系统散热器设有风扇,但风扇不是始终工作的,只有在散热器温度达到一定程度时才开通风扇降温,同时当温度超过温度上限值的时,需要停机保护系统,所以对温度的检测是必要的。图4.6 温度采样图对温度的采样一般采用温度传感器。我们采用AD590传感器进行检测,使用时嵌入散热器中,并涂上导热硅胶，AD59