多路输出开关电源毕业设计.doc

兰州理工大学毕业设计目 录摘 要IAbstractII第一章 绪论11.1设计的背景及意义11.2 设计的主要内容和技术指标31.2.1设计的主要内容31.2.2技术指标3第二章 系统的总体结构及方案设计52.1方案比较52.2方案设计62.3 主电路的结构72.4开关电源的基本工作原理72.5高频开关电源的结构8第三章 主电路设计103.1. 滤除干扰电路103.1.1开关电源电磁干扰的产生机理103.1.2滤除电磁干扰电路设计113.1.3.电磁脉冲（EMP）电路的设计143.1.4.电磁兼容（EMC）的设计143.2整流、滤波电路153.3电路拓扑结构选择153.3.1反激式电路163.3.2 单激式变压器开关电源的工作原理163.3.3 正激式变压器开关电源工作原理173.3.4 双激式变压器开关电源183.3.5反激式变压器开关电源工作原理183.3.6反激式电路拓扑稳压过程223.4输出整流滤波电路223.4.1稳压输出233.4.2三段集成稳压器233.4.3稳压输出电路253.5变压器参数的计算26第四章 控制电路的设计304.1 PWM技术简介304.1.1 PWM控制技术概述304.1.2 PWM控制的基本原理304.1.3 PWM控制的基本概念324.2 电流型PWM控制原理及优点334.2.1 电流型PWM控制原理334.2.2电流型PWM控制芯片344.2.3 UC3842的性能特点344.2.4 UC3842的引脚排列及内部框图354.3 反馈电路的设计384.3.1 反馈绕组设计384.3.2反馈电路设计394.4 保护电路404.4.1 过电流保护原理404.4.2过压保护原理414.5 场效应管MOSFET414.5.1功率MOSFET驱动电路424.5.2 MOS管的缓冲保护电路434.6系统稳定性454.6.1系统稳压过程454.6.2 稳定分析464.6.3 故障分析46第五章 系统仿真495.1仿真软件介绍495.2系统仿真49第六章 设计总结55参考文献57外文翻译58致谢81附录：83摘 要 本文阐述了一种多路输出的反激式开关电源电路的设计及应用。设计中主要包括UC3842芯片，MOS管，TL431和光电耦合器组成的反馈电路，高频变压器，以及由二级管、电容构成的滤波电路。通过将交流输入整成高压直流，再用单端反激式的DCDC变换电路实现电压变换。且在4路输出中设有主回路和辅助回路，其中主回路通过电压、电流反馈来控制PWM脉冲输出宽度，最终构成了一个能够输出稳定电压的多路输出开关电源。关键字：反激; 开关电源; 高频变压器Abstract The design and application of a multi-output single flyback switching power supply is proposed in this paper, the design mainly includes UC3842 chip, MOS tube, TL431 photoelectric coupler and composed of feedback circuit, high frequency transformers, and by diodes, capacitor consists of the filter circuit. By exchange the AC input into the high voltage DC, then use the single flyback type of transform circuit implementation DC-DC voltage transform. And in the four ways of output contains main loop and with auxiliary loop, of which main loop control PWM pulse output width through by the voltage and current feedback. Finally form a multi-channel switch power which can formate stable output voltage.Key words: Flyback; Switching Power supplies; High-frequency transformer87第一章 绪论1.1设计的背景及意义随着计算机、电子技术的高速发展，电子技术的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的生活、工作的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化，使电源以轻，薄、小和高效率为发展方向。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压电源技术比较成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好，输出纹波电压小，使用可靠等优点。但通常都需要体积大且笨重的工频变压器与体积和重量都很大的滤波器。由于调整管工作在线性放大状态，为保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率低，一般只有45%左右。另外由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，很难满足现代电子设备的发展要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化，重量轻为目标，为搭载火箭开发了开关电源。在近半个世纪的发展过程中，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统技术制造的连续工作电源，并广泛应用于电子整机与设备中。在电力电子技术高速发展的时代，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广泛的发展空间。开关型稳压电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。其效率可高达70%95%。而功耗小，散热器也随之减小。开关稳压电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器。此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小，应此开关电源具有体重轻、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。而且对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V10%,而开关型稳压电源字电网电压为110260V范围内变化时，都可获得稳定的输出电压。开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻变化，另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。21世纪，市场上开关电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；采用MOSFET的开关电源转换频率可达几百千赫。为提高开关频率，必需采用高速开关器件。对于兆赫以上开关频率的电源可利用谐振电路，这种工作方式称为谐振开关方式。它可以极大地提高开关速度，理论上开关损耗为零，噪声也很小，这是提高开关电源工作频率的一种方式。21世纪开关电源的追求和发展趋势可以概括为以下四个方面。小型化、薄型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性原件和电容）决定的，因此开关频率的小型化，实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效的减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此，高频化时开关电源的主要发展方向。高可靠性。开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度，这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大。单纯的追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上可以提高频率又可以降低噪声，所以，尽可能的降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。采用计算机辅助设计和控制。采用CAA和CDD技术设计最新变换拓扑和最佳参数，使开关电源具有最简结构和最佳工况。在电路中引入微机监测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁性元件的结构及设计方法，提高电容的介电常数及降低其等效串联电阻，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。现代电子系统，即便是最简单的由单片机和单一I/O接口电路所组成的电子系统来讲， 其电源电压，一般也要由5V，15V或12V等多路组成，而对较复杂的电子系统来讲，不同的电子系统，不仅对上述各种电压组合有严格的要求，而且对这些电源电压的诸多电特性也有较严格的要求，如电压精度，电压的负载能力（输出电流），电压的纹波和噪声，起动延迟，上升时间，恢复时间，电压过冲，断电延迟时间，跨步负载响应，跨步线性响应，交叉调整率，交叉干扰等。对于电源应用者来讲，一般都希望其所选择的电源产品为“傻瓜型”的，即所选择的电源电压只要负载不超过电源最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，而各路电源电压依然精确无误。1.2 设计的主要内容和技术指标1.2.1设计的主要内容本设计中的电路总体上可以分为主回路和控制回路，主回路包括高压整流滤波、DC-DC变换电路、高频变压器、低压整流滤波几部分，控制回路由PWM脉冲信号发生电路、反馈回路、过流保护、过压保护几部分组成，首先我们要选定主电路的拓扑结构，要求适合中小功率的多路输出开关电源的设计，其次是功率管的选择，在高频开关电源中要求功率管的响应时间快，即可快速关断、导通。还有高频变压器的设计，在单端反激式电路拓扑结构中要求变压器不仅具有变压器的基本作用，还具有电感储能的作用。在控制回路的设计中我们选用了UC3842芯片，其内部具有电流、电压双反馈回路，而且具有过流过压自动保护功能，使得电路结构大为简化。其内部结构及具体功能在下文介绍。输出整流滤波部分由于接在高频变压器的副边绕组上，对整流二极管由严格要求，并在输出部分接了三端集成稳压器件，使得输出电压的精度得以提高。最终将整个电路按一定的结构连接起来，组成一个能输出高精度电压的多路输出开关电源。1.2.2技术指标1）设计出能达到要求的多路输出开关电源的主电路；2）设计出能达到要求的控制电路；3） 确定开关电源的拓扑结构和控制方式；4）驱动电路和保护电路的设计 ：过电流检测 、过电压检测、过电流保护及过电压保护；5）完成相应的滤波电路分析和变压器设计；6）完成相关电气元件的选型要有详细的计算书（其中包括理论分析、设计计算、实验及数据处理、设备及元器件选择等）；7）主要技术指标： 输入电压: 交流 50Hz，220V10% 输出电压：直流+5V,12V,+24V 输出最大电流：3A 电压稳定度： 输出电压 0.3%第二章 系统的总体结构及方案设计2.1方案比较 稳压电源的设计可以通过几种方法实现，根据具体的设计要求，通过比较论证来确定我们到底要用哪个方案。 方案一：采用模拟的分立元件，通过电源变压器、整流滤波电路以及稳压电路，实现稳压电源稳定输出+5V、12V、+24V电压。如图1.1所示。 但由于模拟分立元件的分散性较大，各电阻电容之间的影响很大，因此所设计的指标不高，而且使用的器件较多，连接复杂，体积较大，供耗也大，给焊接带来了麻烦，同时焊点和线路较多，使成品的稳定性和精度也受到影响。图2.1 直流稳压电源基本组成框图 方案二： 多路输出开关电源的关键点是电源电压只要不超过最大值，无论系统的各路负载特性如何变化，各路输出电压依然精确无误。本次设计采用变压器耦合反激式电路，开关管的“开通”和“关断”通过UC3842组成的控制电路电路实现，输出以+5V为主，12V、+24V为辅。其结构如图所示。方案一中从220V交流电输入经过滤波稳压后得到一个相对稳定的电压，在经过变压器对其进行变压，然而在变压后其波中还有杂波，电压也不稳定，再对其进行滤波稳压，但是当运用于输出负载时对其输出电压有冲击影响，所以使用反馈电路使其对电压进行调节来实现输出稳压，主要是通过输出端的电压反馈和输入端的电流反馈使输出电压更加稳定。下面方案二是它的改进型。方案二在方案一的基础上使用了反馈电路，用反馈电路控制器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。 在这现代科技的高速发展，功率器件的不断更新，使得对直流稳压电源的要求越来越高，电压的稳定与否直接影响到器件的工作效率，在方案一中其使用的器件虽具有稳压滤波并且成本低能广泛应用，但是在一定的工作场所上其稳压滤波性能不是太精确，而方案二中在这一点上就优于方案一，在工作时也能很快地调节因负载引起的电压波动，因此本设计使用方案二。图2.2 多路输出开关电源框图 2.2方案设计2.2.1方案基本原理 设计中电路主要包括EMI滤波，输入整流滤波，DCDC转换，输出整流滤波，采样电路，反馈电路和UC3842芯片几部分，其中EMI滤波电路由电容和电感组成，干扰源包括电网中的电磁干扰和高频开关的电力电子器件在电路中引起的干扰。输入整流滤波由二极管组成的桥式不可控整流电路和电容组成，将输入的220V电压整成约300 V的直流电压输出。DCDC转换器具有多种电路结构形式，如反激式、正激式、推挽式、全桥、半桥等。经过比较分析单端反激式电路最适合于中小功率的多路输出开关电源的设计。UC3842芯片具有电流电压双环反馈，电流为内环，电压为外环，将变压器电感电流与整流输出的电压分别采样引入芯片的2脚和3脚，在芯片内部通过比较产生不同脉宽的PWM信号来驱动高频开关电子管。并且UC3842芯片兼有过流保护和过呀保护功能，使得电路结构大为简化。反馈电路通过光耦PC817和三端稳压集成器件TL431实现，其中TL431可以等效为一个运放和一个晶体管连接，将采样电压输入运放的比较端，与基准电压比较后输出电压到光耦中，其中光电耦合管由放光二极管和一个三极管构成，若采样电压增大，使得与TL431连接的发光二极管中流过的电流增大，将三极管可以等效为一个电阻，由“电流发光电流”的工作过程可得到反馈到2脚的电压增大，通过芯片内部比较将减小输出的PWM脉宽。通过高频变压器将输出高频低压直流电，最后通过整流、滤波、和三端稳压集成器件，输出稳定的直流电。2.2.2 主电路的结构 从方案二可以看出其输出电压部分由主回路和辅助电路组成，将+5V的输出设置为主回路，并设有反馈回路，+12V,-12V和24V电压的输出设置为辅助输出。整体电路结构如下所示。图2.3 隔离式PWM DC/DC转换器组成框图（1）逆变。由于高频变压器只能传递交流功率，所以必须用逆变器将直流输入电压转换成高频交流电压。频率越高变压器的体积越小。（2）变压。由逆变器得到的高频交流电压，经过高频变压器变压，降低到设计的数值范围。（3）整流。将高频交流电压，整流成直流脉动电压。（4）滤波。采用大容量的电容，滤除交流成分，得到较纯的直流输出电压。2.3开关电源2.3.1基本原理相对于线性稳压电源功耗较大的缺点，开关电源的效率可达90%以上，而且造价低、体积小。开关电源的工作原理如图1所示，它由调整管、滤波电路、比较器、三角波发生器、比较放大器和基准源等构成。在图2.4中，三角波发生器的输出波形加到比较器的反相端，其同相端接比较放大器的输出Vf。当三角波的幅度小于比较器的同相输入时，比较器输出高电平，对应调整管导通的时间为ton。反之，当三角波的幅度大于比较器的同相输入时，对应调整管的截至时间为toff。为了稳定电压输出，按电压负反馈方式引入反馈，以确定基准源和比较放大器之间的联系。假设输出电压增加，则FVo增加，比较放大器的输出Vf减小，那么比较器的输出波形中toff增加，从而使调整管的导通时间减小，输出电压下降，起到稳压的作用。如果忽略电感的直流电阻，那么输出电压Vo为调整管发射极电压Ve的平均分量，于是在输入电压一定的时候，输出电压与占空比正比，通过改变比较器输出波形的占空比就可以控制输出电压的幅值。图2.4 开关电源工作原理2.3.2高频开关电源的结构图2.5 高频开关电源的基本原理电路的框图上图所示的通用高频开关电源框图，由以下四部分电路组成的：一是市电输入的整流滤波电路，其作用是将市电输入的交流电压Uac转换成纹波较小的直流电压Udc；二是开关电源的主要组成部分，也是开关电源的核心DC/DC转换器。其作用是将市电输入经过整流滤波的直流电压Udc,进行PWM控制和DC/DC转换，得到另一种数值的直流稳定电压U0；三是检测控制电路。其作用是通过R1和R2组成的分压器检测出输出电压U0的值,将U0通过误差放大器与参考电压 UREF进行比较，得到误差电压Uea，将Uea通过脉宽调制器PWM与锯齿比电压进行比较，得到PWM矩形波脉冲，此脉冲列通过驱动器并以负反馈的方式，对DC/DC转换器进行PWM控制，并将Udc转换成另一种数值的直流稳定电压U0，达到稳定输出电压的目的；四是开关电源保护电路，其作用是保护开关电源安全稳定的工作。第三章 主电路设计3.1. 滤除干扰电路3.1.1开关电源电磁干扰的产生机理 开关电源产生的干扰，按噪声干扰源种类来分，可分为尖峰干扰和谐波干扰两种；若按耦合通路来分，可分为传导干扰和辐射干扰两种。现在按噪声干扰源来分别说明二极管的反向恢复时间引起的干扰高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过，在其受反偏电压而转向截止时，由于PN结中有较多的载流子积累，因而在载流子消失之前的一段时间里，电流会反向流动，致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发生很大的电流变化。（1）开关管工作时产生的谐波干扰：功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。输入电流波形在阻性负载时近似为矩形波，其中含有丰富的高次谐波分量。当采用零电流、零电压开关时，这种谐波干扰将会很小。另外，功率开关管在截止期间，高频变压器绕组漏感引起的电流突变，也会产生尖峰干扰。（2）交流输入回路产生的干扰：无工频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振荡，产生干扰。开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量，通过开关电源的输入输出线传播出去而形成的干扰称之为传导干扰；而谐波和寄生振荡的能量，通过输入输出线传播时，都会在空间产生电场和磁场。这种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。（3）其他原因：元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（PCB）走线通常采用手工布置，具有很大的随意性，PCB的近场干扰大，并且印刷板上器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成EMI干扰。抑制干扰的几种措施：形成电磁干扰的三要素是干扰源、传播途径和受扰设备。因而，抑制电磁干扰也应该从这三方面着手。首先应该抑制干扰源，直接消除干扰原因；其次是消除干扰源和受扰设备之间的耦合和辐射，切断电磁干扰的传播途径；第三是提高受扰设备的抗扰能力，减低其对噪声的敏感度。本次设计采用的抑制干扰的几种措施基本上都是用切断电磁干扰源和受扰设备之间的耦合通道。使用的方法是屏蔽、接地和滤波。 采用屏蔽技术可以有效地抑制开关电源的电磁辐射干扰。功率开关管和输出二极管通常有较大的功率损耗，为了散热往往需要安装散热器或直接安装在电源底板上。器件安装时需要导热性能好的绝缘片进行绝缘，这就使器件与底板和散热器之间产生了分布电容，开关电源的底板是交流电源的地线，因而通过器件与底板之间的分布电容将电磁干扰耦合到交流输入端产生共模干扰，解决这个问题的办法是采用两层绝缘片之间夹一层屏蔽片，并把屏蔽片接到直流地上，切断了射频扰向输入电网传播的途径。 电源某些部分与大地相连可以起到抑制干扰的作用。例如，静电屏蔽层接地可以抑制变化电场的干扰；电磁屏蔽用的导体原则上可以不接地，但不接地的屏蔽导体时常增强静电耦合而产生所谓“负静电屏蔽”效应，所以仍以接地为好，这样使电磁屏蔽能同时发挥静电屏蔽的作用。电路的公共参考点与大地相连，可为信号回路提供稳定的参考电位。因此，系统中的安全保护地线、屏蔽接地线和公共参考地线各自形成接地母线后，最终都与大地相连。 在电路系统设计中遵循“一点接地”的原则，如果形成多点接地，会出现闭合的接地环路，当磁力线穿过该回路时将产生磁感应噪声，实际上很难实现 “一点接地”。因此，为降低接地阻抗，消除分布电容的影响而采取平面式或多点接地，利用一个导电平面(底板或多层印制板电路的导电平面层等)作为参考地，需要接地的各部分就近接到该参考地上。为进一步减小接地回路的压降，可用旁路电容减少返回电流的幅值。在低频和高频共存的电路系统中，应分别将低频电路、高频电路、功率电路的地线单独连接后，再连接到公共参考点上。 滤波是抑制传导干扰的一种很好的办法。在电源输入端接上滤波器，可以抑制开关电源产生并向电网反馈的干扰，也可以抑制来自电网的噪声对电源本 身的侵害。在滤波电路中，还采用很多专用的滤波元件，如穿心电容器、三端电容器、铁氧体磁环，它们能够改善电路的滤波特性。恰当地设计或选择滤波器,并正确地安装和使用滤波器，是抗干扰技术的重要组成部分。EMI滤波技术是一种抑制尖脉冲干扰的有效措施，可以滤除多种原因产生的传导干扰。3.1.2滤除电磁干扰电路设计1.构造原理 电源噪声是电磁干扰（EMI）的一种，它属于射频干扰（RFI），其传导噪声的频谱大致分为10kHz30MHz,最高可达15MHz。根据传播的方向不同，电源噪声可分为两大类：一类是从电源进线引进的外界干扰，另一类是由电子设备产生并经由电源线传导出去的噪声。这表明噪声属于双向干扰信号，电子设备既是噪声干扰的对象，又是一个噪声源。若从形成特点上看，噪声干扰分串模干扰和共模干扰两种。串模干扰时两条电源线之间（简称线对线）的噪声，共模干扰则是两条电源线对大地（简称线对地）的噪声。因此，电源干扰滤波器应符合电磁兼容性（EMC）的要求，也必须是双向射频滤波器，一方面要滤除从交流电源线上引入的外部电磁干扰，另一方面还能避免本身设备向外部发出的噪声干扰，以免影响同一电磁环境下其他电子设备的正常工作。此外，电磁干扰滤波器应对串模、共模干扰都起到抑制作用。2.基本电路及应用 电磁干扰滤波器的基本电路如下图所示，该五端器件有两个输入端，两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈（亦称共模电感）L、滤波电容C1-C4 。L对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的的磁通方向相同，经过耦合后总电感两迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上。当有共模电流通过时，两个线圈上产生的磁场就会互相加强。L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，参见表。需要指出，当额定电流较大时，共模厄流的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可以改善低频衰减特性。C1 和C2 采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01Uf-0.47uF，主要用来滤除除串模干扰。C3 和 C4 跨接在输出端，并将电容器的中点接通大地，能有效抑制共模干扰。 C3 和 C4的容量范围是2200pF-0.1uF.为减小漏电流，电容量不宜超过0.1Uf。 C1-C4的耐压值均为630VDC或250VAC. 图3.1 电磁干扰滤波器的基本电路其中电感选择时，其与额定电流的关系如下表所示：表1 电感量范围与额定电流关系额定电流I136101215电感量范围L8-232-40.4-0.80.2-0.30.1-0.150.0-0.08图3.2所示的是一种两级复合式EMI滤波器的内部电路，由于采用两级（亦称两节）滤波，因此滤除噪声的效果更佳，针对某些用户现场存在重复频率为几千赫兹的快速瞬态脉冲干扰的问题，最近国内外还开发出群脉冲滤波器（亦称群脉冲对抗器），能对上述干扰起到抑制作用。图3.2 两基复合式EMI滤波器电路3.主要技术参数 电磁干扰的主要技术参数有：额定电压、额定电流、漏电流，测试电压，绝缘电阻，直流电阻，使用温度范围，工作温升（Tr），插入损耗（AdB），外型尺寸，重量。上述参数中最重要的是插入损耗（亦称插入衰减），它是评价电磁干扰滤波器性能优劣的主要指标。 插入损耗（AdB）是频率的函数，用dB表示。设电磁干扰滤波器插入前后传输到负载上噪声功率分别为P1、P2，有公式AdB =10lg P1/ P2假定负载阻抗在插入前后始终的保持不变，则P1 =U12/Z P2 =U22/Z式中是噪声源直接加到负载上的电压，是噪声源与负载之间插入电磁干扰滤波器后负载上的噪声电压，且U2 U1。代入式中得到AdB =20lgU1/U2插入损耗用分贝（dB）表示，分贝值愈大，说明抑制噪声干扰的能力越强。鉴于理论计算比较繁琐且误差较大，通常由生产厂家进行实际测量，根据噪声频谱点测出所对应的插入损耗，然后绘制出典型的插入损耗曲线，向用户提供。 计算电磁干扰滤波器对地漏电流的公式为ILD=2fCUC式中ILD为漏电流，f是电网频率。在设计中f=50Hz,C= C3 + C4=4400pF, Uc是U3、 U4上的压降，亦即输出端对地电压，可取Uc 220V/2=110V。由式不难算出，此时漏电流ILD=0.15mA. C3 和C4若选4700pF,则C=4700pF2=9400Pf, ILD=0.32mA。显然，漏电流与C成正比。对漏电流的要求是愈小愈好，这样安全性高，一般应为几百微安至几毫安。在电子医疗设备中对漏电流的要求更为严格。3.1.3.电磁脉冲（EMP）电路的设计 电磁脉冲EMP的设计主要是考虑浪涌保护的设计。浪涌保护主要是指防雷保护，就是在极短时间内释放掉设备上因感应雷击而产生的大量脉冲能量到安全地线上，从而保护了整个设备。目前浪涌保护一般采用压敏电阻、稳压二极管和气体放电管三种保护方法。对于保护方法的基本要求是反应速度快，保证受保护电路的两端在抑制器起作用之前不出现快速上升的瞬时峰值电压，确保运行设备的安全。浪涌的三种保护方法的工作原理如下。气体放电管一般由两种金属导体组成，并以10-15cm的距离隔开，管内含大量气体，当放电管两端电压上升到一定程度时，击穿隔离层，形成低阻抗，使得大量的能量通过放电管泻放到安全地线上，其缺点是易引起泄露，增加损耗。稳压二极管主要是利用二极管的雪崩现象，将瞬态高压钳位于稳压管的范围内，其缺点是承受的瞬态浪涌功率有限，如果采用较大的稳压管则价格昂贵，而且需要较大的散热器，压敏电阻是可变电阻器，其反应时间取决于器件的物理结构和通过它的电流脉冲波形，压敏电阻的反应时间一般在500us之内。压敏敏电阻的优点有三个：能抗大能量的瞬态冲击；它的PN结构不同于稳压管，因此它的损耗小；耐浪涌性能好。有上述比较我们可以在设计中选择压敏电阻，在输入电路中并联一只氧化锌压敏电阻。当电网出现瞬时尖峰脉冲时，压敏元件可以进行削波钳位。如果过压情况比较严重，压敏电阻则会击穿导通这时将保险丝烧毁，使开关电源得到保护。只要输入电源电压低于压敏电阻的压敏电压值，压敏电阻则呈现高组态。由此可见，压敏电阻的压敏电压值必需高于最高交流输入电压的峰值，并且还考虑到保险系数（K=1.2-1.5）。对于220V的工频输入电压，通常选用压敏电压为380-420V的压敏电阻，大多选用420V的压敏电阻。对电磁脉冲EMP的抑制主要是根据IEEEC2.42-1980规定，将浪涌电流抑制在6kV，来考虑的防雷击保护，估计在80%以上的区域都可以得到有效的EMP保护。3.1.4.电磁兼容（EMC）的设计电子、电器产品电磁兼容性的设计目的，是使产品在预期的电磁环境中能正常工作，无性能降低或故障，并具有对电磁环境中的任何电子、电器设备不构成电磁干扰的能力。通常将系统内电磁兼容设计分为五部分：有源器件的选用、布线、接地、屏蔽及滤波。3.2整流、滤波电路整流电路的任务是将交流电变换成直流电。完成这一任务主要是靠二极管的单向导电作用，因此二极管是构成整流电路的关键元件。220V的交流电压经过EMI滤波器消除高次谐波，再通过整流桥和电容滤波输出较为平整的直流电。电容滤波的单相不可控整流电路，在空载时，R=，放电时间常熟为无穷大，输出电压最大，Ud=U2表2 整流滤波电路参数选择耐压值型号电容值二极管710VMDA202滤波电容电解电容250u在此后的电路中，涉及到选管子，选型号，故此处的电压取最大值，即整流后的值Ud= U2=220=310V，一般取300V.具体电路图如下所示： 图3.3 交流输入整流滤波电路针对小功率输出电源电路其滤波电路一般选用电容滤波，电感滤波通常适用于较大功率输出的电源电路。3.3电路拓扑结构选择隔离式PWM DC/DC转换器电路比较，见表3。表3 隔离式PWM DC/DC转换器电路的比较项目单端双端正激反激双管正激双管反激推挽半桥全桥U0/UinDunDu(1-Du)nDunDu(1-Du)nDunDu2nDu开关管应力2UiUi +U0/nUiUi2UiUiUi3.3.1反激式电路图3.4 反激式电路原理图反激式转换器的电路特点是电路简单，所用元器件的数量最少，一般多用于小功率和多路输出场合。反激式转化器的工作原理是：当主开关管导通时变压器次级侧的二极管关断，变压器储能；在开关管关断时，变压器次级侧二极管导通，变压器的储能向负载释放。它与正激式转换器的不同之处是，正激式转换器变压器励磁电流储能一般很小，各绕组瞬时功率的代数和为零，变压器只起隔离、变压的作用。而反激式转换器的变压器比较特殊，它兼有储能电感的作用，是一种储能式变压器。为了防止负载电流较大时磁芯饱和，反激式转换器的变压器磁芯应有气隙，这就使磁芯的导磁率降低，所以这种变压器的构造和设计比正激式转换器要复杂一在开关管关断时，反激式转换器的变压器储能向负载释放，磁芯自然复位。因此反激式转换器可以不必另加磁复位措施。磁芯自然复位的条件是：开关管导通和关断期间，变压器初级绕组所承受的电压伏秒乘积相等。在连续导电模式下，反激式转换器的输出/输入电压转换比为 U0/Ui=nDu(1-Du)式中，n=W1/W2反激式转换器主开关管承受最大电压Ui +U0/n.此外，两个开关管与变压器初级绕组串联，也可以组成双管反激式转换器。3.3.2 单激式变压器开关电源的工作原理图3.5是单激式变压器开关电源的最简单工作原理图。图3.5中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，R是负载电阻。当控制开关K接通的时候，直流输入电压Ui首先对变压器T的初级线圈N1绕组供电，电流在变压器初级线圈N1绕组的两端会产生自感电动势e1；同时，通过互感M的作用，在变压器次级线圈N2绕组的两端也会产生感应电动势e2；当控制开关K由接通状态突然转为关断状态的时候，电流在变压器初级线圈N1绕组中存储的能量（磁能）也会产生反电动势e1；同时，通过互感M的作用，在变压器次级线圈N2绕组中也会产生感应电动势e2。因此，在控制开关K接通之前和接通之后，在变压器初、次级线圈中感应产生的电动势方向是不一样的。图3.5 单激式变压器开关电源的工作原理所谓单激式变压器开关电源，是指开关电源在一个工作周期之内，变压器的初级线圈只被直流电压激励一次。一般单激式变压器开关电源在一个工作周期之内，只有半个周期向负载提供功率（或电压）输出。当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈也正好向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为正激式开关电源；当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。 3.3.3 正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。图3.6是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图3.6中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。在图3.6中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图3.6就不再是正激式变压器开关电源了。正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间 开关电源变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图3.6中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关电源变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行限幅，并把限幅能量返回给电源，对电源进行充电；另一方面，流过反馈线圈N3绕组中的电流产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。 图3.6 正激式变压器开关电源工作原理3.3.4反激式变压器开关电源工作原理反激式变压器开关电源工作原理比较简单，输出电压控制范围比较大，因此，在一般电器设备中应用最广泛。所谓反激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时，变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出，而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出，这种变压器开关电源称为反激式开关电源。图3.7 反激式变压器开关电源的简单工作原理图3.7是反激式变压器开关电源的简单工作原理图，图3.7中，Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，C是储能滤波电容，R是负载电阻。图3.8是反激式变压器开关电源的电压输出波形。图3.8 反激式变压器开关电源的电压输出波形图3.7中，在控制开关K接通的Ton期间，输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电，初级线圈N1绕组有电流i1流过，在N1两端产生自感电动势的同时，在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势，但由于整流二极管的作用，没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路，变压器次级线圈相当于一个电感。因此，流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流，变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示： K接通期间 (3-1)或 K接通期间 (3-2)上面2式中，e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势，L1是变压器初级线圈N1绕组的电感，N1为变压器初级线圈N1绕组线圈的匝数，为变压器铁心中的磁通。对公式(3-1)和公式(3-2)进行积分，由此可求得： K接通期间 (3-3） K关断瞬间 (3-4） 公式(3-3）中，i1是流过变压器初级线圈N1绕组的电流，为变压器铁心中的磁通；i(0)为变压器初级线圈中的初始电流，即控制开关刚接通瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流；(0)为初始磁通，即控制开关刚接通瞬间变压器铁心中的磁通。当开关电源工作于输出临界连续电流状态时，这里的i(0)正好为0，而 (0)正好等于剩磁通S*Br。当控制开关K将要关断，且开关电源工作于输出电流临界连续状态时，i1和 均达到最大值： K关断瞬间 (3-5) K关断瞬间 (3-6) 公式(3-5)、公式(3-6)中，i1max为流过变压器初级线圈N1绕组的最大电流，即控制开关关断瞬间前流过变压器初级线圈N1绕组的电流；max为变压器铁心中的最大磁通，即控制开关关断瞬间前变压器铁心中的磁通，S为变压器铁心导磁面积，Br为剩余磁感应强度，Bmax为最大磁感应强度。当控制开关K由接通突然转为关断瞬间，流过变压器初级线圈的电流i1突变为0，这意味着变压器铁心中的磁通也要产生突变，这是不可能的，如果变压器铁心中的磁通产生突变，变压器初、次级线圈回路就会产生无限高的反电动势，反电动势又会产生无限大的电流，而电流又会抵制磁通的变化，因此，变压器铁心中的磁通变化最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的。因此，在控制开关K关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，即： K关断期间 (3-7） K关断期间 (3-8）上面2式中，e2为变压器次级线圈N2绕组产生的自感电动势，L2是变压器次级线圈N2绕组的电感，N2为变压器初级线圈N2绕组线圈绕组的匝数，为变压器铁心中的磁通，uo为变压器次级线圈N2绕组的输出电压。由于反激式变压器开关电源的变压器次级线圈N2绕组的输出电压都经过整流滤波，而滤波电容与负载电阻的时间常数非常大，因此，整流滤波输出电压Uo基本就等于uo的幅值Up。对公式(3-7）和公式(3-8）进行积分，并把uo用Uo代之，即可求得： K关断期间 (3-9） K关断期间 (3-10）上面2式中，i2是流过变压器次级线圈N2绕组的电流，为变压器铁心中的磁通；i2(0)为变压器次级线圈N2绕组的初始电流，(0)为初始磁通。实际上，i2(0)正好等于控制开关刚断开瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流被折算到次级绕组回路的电流，即：i2(0)=i1m/n；而(0)正好等于控制开关刚断开瞬间变压器铁心中的磁通，即(0)=S.Bm。当控制开关K将要关断时，i2和均达到最小值。即： K关断期间 (3-11） K关断期间 (3-12） 公式(3-11）中，n为变压器次级线圈与初级线圈的匝数比。当开关电源工作于电流临界连续工作状态时，（3-11）式中的i2x等于0，而公式(3-12）中的 x等于S.Br 。 由公式(3-5）和公式(3-11），或者公式(3-6）和公式(3-12），并注意到，变压器次线圈与初级线圈的电感量之比正好等于n2，就可以求得反激式变压器开关电源的输出电压为： 输出电压 (3-13） 公式(3-13）中，Uo为反激式变压器开关电源的输出电压，Ui变压器初级线圈输入电压，D为控制开关的占空比，n为变压器次级线圈与初级线圈的匝数比。这里还需注意，在决定反激式开关电源输出电压的公式(3-13）中，并没有使用反激输出电压最大值或峰值Up-的概念，而公式(3-13）使用的nUi正好是正激式输出电压的峰值Up，这是因为反激输出电压的最大值或峰值Up-计算比较复杂，并且峰值Up-的幅度不稳定，它会随着输出负载大小的变化而变化。而反激式输出电压的峰值Up则不会随着输出负载大小的变化而变化。在控制开关K关断的Toff期间，变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定，这就相当于流过变压器次级线圈中的电流所产生的磁场可以使变压器的铁心退磁，使变压器铁心中的磁场强度恢复到初始状态。由于控制开关突然关断，流过变压器初级线圈的励磁电流突然为0，此时，流过变压器次级线圈中的电流就正好接替原来变压器初级线圈中励磁电流的作用，使变压器铁心中的磁感应强度由最大值Bmax返回到剩磁所对应的磁感应强度Br位置，即流过N1绕组电流是由最大值逐步变化到0的。由此可知，反激式变压器开关电源在输出功率的同时，流过次级线圈回路中的电流也在对变压器铁心进行退磁。由于反激式开关电源仅在控制开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立刻对输出电压或电流产生反应，而需要等到下个工作周期时，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事件进行反应（即改变占空比），因此，反激式开关电源输出电压的瞬