电压型三电平变换器设计毕业设计.doc

西南交通大学本科毕业设计(论文) 第V页电压型三电平变换器设计毕业设计目录第1章 绪论111课题的研究背景1111太阳能电池1112国内高速铁路的快速发展1113通讯电源112三电平变换器的发展现状213三电平变换器的发展意义314本文所做工作4第2章 三电平直流变换器的推导和简化62.1 TL变换器的推导62.2 TL变换器的改进和简化92.3 复合式全桥TL变换器132.4 三电平波形存在的可能性172.5 本章小结17第3章 三电平变换器的建模183.1 脉冲波形积分法统一建模原理183.2 统一建模原理183.3 稳态分析223.4 小信号动态分析233.5 采样函数的拉氏变换243.6 本章小结27第4章 PWM控制技术294.1 电流控制技术294.2 PWM调制技术304.2.1 三电平SPWM控制304.2.2 SVPWM 原理介绍314.3 中点电位不平衡处理方法334.4 本章小结35第5章 三电平变换器的仿真分析375.1 MATLAB仿真软件介绍375.2 二极管箝位型TL逆变器的仿真375.3 本章小结43结论44参考文献45致谢48 西南交通大学本科毕业设计(论文) 第50页第1章 绪论11课题的研究背景111太阳能电池太阳电池与建筑结合的并网光伏发电技术是近十多年发展起来的在城市中推广应用太阳能发电的一个重要方向。建筑物能为光伏系统提供足够的面积, 不需另占土地光伏阵列可代替常规建筑材料, 能省去光伏系统的支撑结构, 节省材料费用安装与建筑施工结合, 节省安装成本分散发电, 就地使用, 避免了输电和配电损失, 降低了输电和配电投资和维修成本。并网型光伏发电系统与电网互为补充为本地负载提供电能, 使供电可靠性大为提高太阳电池与建筑结合的集成设计使建筑更加洁净、完美, 更易被专业建筑师、用户和公众接受, 应用前景光明1。112国内高速铁路的快速发展随着我国经济的不断发展，铁路交通运输水平已经成为滞后经济发展的一个重要因素。在此背景下，铁道部提出按照“全面引进技术，联合设计生产，打造中国品牌”的原则，引进国外先进、成熟、经济、适用、可靠的时速200公里动车组的设计和制造技术，满足我国铁路客运专线和既有线提速旅客运输的要求，实现我国铁路动车组制造业的现代化。铁道部组织有关铁路局通过招标采购，先后与长春轨道客车股份有限公司、四方庞巴迪鲍尔铁路运输设备有限公司(BSP)和南车四方机车车辆股份有限公司签订了60列、20列和60列，共计140列时速200公里动车组的采购合同2。时速250公里以及300公里的高速动车组也成为我国引进的对象。因此，消化吸收动车组电气传动系统的关键技术对于加速高速动车组国产化进程十分重要。2006年8月，根据铁道部的总体部署，我国动车组技术引进消化吸收再创新重点项目正式启动。113通讯电源最近十年来，随着通讯技术的迅猛发展，通讯网络日益复杂、先进，各种业务层出不穷，通讯服务的要求越来越高3-4，因此对通讯系统的动力组成部分，即通讯系统的动力之源通讯电源系统的体积、重量、效率以及动态性能等提出了越来越高的要求。这些要求推动着通讯电源继续朝高频化、高效化、高功率密度化以及低成本方向发展5-9。通讯电源需要在全球范围内使用，因此其输入电压的范围很宽，为90-265VAC。同时为了满足电网谐波要求标准IEC61000-3-2，通常需要采用功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)技术。因此通讯电源一般采用两级结构：即PFC级加DC/DC级。其中PFC级将交流输入电压变换为400V左右的稳定直流电压，同时使输入功率因数接近于1；DC/DC级将400V的直流电压变换为所需的直流电压(如48V或12V)。PFC级一般采用Boost变换器，因为其结构简单，输入电流脉动小。当输入电压较低时，Boost变换器的开关管占空比较大，导通损耗较大，导致整机效率较低。为了提高低输入电压时的效率，可使PFC级的输出电压跟随输入电压的变化而变化。即当输入电压是90VAC时，输出电压被控制在200V，随着输入电压的增加，输出电压也线性增加，当输入电压达到最大值265VAC时，输出电压控制在400V。由于在输入电压较低时，输出电压也降低，开关管的占空比减小，从而降低导通损耗，提高变换效率10。但是宽输出电压范围又加重了后级DC-DC变换器的设计压力。12三电平变换器的发展现状三电平逆变器具有开关管电压应力低、输出谐波小等优点，自1980年由A.Nabae等人提出后，吸引了众多学者的研究兴趣，先后提出了二极管箝位型、飞跨电容型和级联型三电平逆变器和多电平逆变器，并广泛应用于交直流能量转换、高压大容量交流电机变频调速、电能质量控制等领域。将三电平和多电平逆变器的概念用于直流变换器，可以得到三电平和多电平直流变换器，同样具有降低开关管电压应力、减小输入输出滤波器等优点，适用于高输入/输出电压的功率变换场合11。因此研究三电平变换器及其软开关技术具有十分重要的意义。Pinheiro J Renes于1992年提出了零电压开关三电平变换器，该变换器的开关应力为输入直流电压的一半，非常适合于输入电压高、输出功率大的场合。因此，三电平变换器引起了广泛关注，得到了长足发展。目前，三电平技术在已有的变换器中，均得到了良好的应用。部分三电平变换器在降低开关的同时，还大大减小了滤波器的体积，提高了变换器的动态特性。三电平技术的应用，充分体现了“采用有源控制的方式减小无源器件体积”的思想12-14。三电平直流变换器（TL变换器）的发展是建立在三电平逆变器的基础上的，1992年Meynard T A和Foch H在提出飞跨电容箝位型多电平逆变器的同时，也提出了几种非隔离的飞跨电容型多电平直流变换器，其中包括几种非隔离的飞跨电容型TL变换器。同年，巴西的Pinheiro J R和Barbi I在 IEEE工业电子、控制、仪器和自动化（IECON）会议上提出了三电平直流变换器的概念，该论文再次发表在IEEE工业电子期刊上。另外，Barbi I所领导的研究小组还提出了正激TL变换器、反激TL变换器和推挽变换器。在1998年IEEE电力电子专家会议（PESC）上，Barbi I等人提出了一种四只开关管的直流变换器，该变换器类似于半桥TL变换器，该文再次发表在2004年的IEEE电力电子期刊上。在这些TL变换器中，半桥TL变换器得到了极大的发展，很多学者提出了各种各样的电路拓扑以实现开关管的软开关。这些TL变换器可以归纳为两类：一类是非隔离型TL变换器，另一类是隔离型TL变换器，包括Forward、Flyback、推挽和半桥TL变换器15。13三电平变换器的发展意义二极管箝位三电平拓扑由日本学者A.Nabae等人在1980 年提出，经过近30年的发展，广泛应用于电力电子技术的各个领域。二极管箝位三电平拓扑的优势在于，各个开关管承受的反向电压为直流母线电压的一半，可以用较低电压等级的开关管，组成较高电压等级的变流器。这个技术现在已经广泛的应用于中压大功率交流传动系统中。采用6500V等级的IGBT或IGCT的三电平中压变频器，已经广泛应用于4.2kV电动机传动系统。通常三电平技术一般应用于电压较高、功率较大的系统中，正是由功率器件耐压有限与变流器系统需求电压较高的矛盾现实决定的。但是我们应该看到二极管箝位三电平拓扑本身固有的一些优势。（1）用电压等级较低的开关管构成电压等级较高的变流器，随着功率器件技术的不断发展，市场上已经有6500V的IGBT出售，但是耐压越高的IGBT其开关损耗越高，最高开关频率也变得比较低。3300V以上的IGBT开关频率最高不会超过5kHz,1200V的IGBT的开关损耗远大于600V的IGBT。采用低压IGBT的三电平变流器的开关损耗远低于同样电压等级采用高压IGBT的两电平变流器，同时前者可以达到的开关频率也高于后者。 （2）能够输出三种电平。二极管箝位三电平变流器能够输出正母线电压、负母线电压以及零电压（简称P、N、O）,一般情况下输出电压在P-O、O-N之间跳变，特殊情况下会出现P-N跳变，而两电平变流器只能在P-N之间跳变。也就是说三电平的电压跳变幅度为直流母线电压的一半，而两电平的为直流母线电压。高的电压跳变幅度对并网逆变器或有源电力滤波器带来的是较高的纹波电流，为了抑制纹波电流，需要较大的输出电感和滤波电容，由此带来了较高的纹波电流损耗。同时由于输出滤波电感电容也降低了电流响应速度，或对输出电流的能力产生了一定的限制。对于变频器带来的则是对电机的冲击以及较大的轴电流，严重影响着电机的寿命。另外，较高的电压跳变幅度也会产生严重的电磁干扰，对周边电子设备产生也重危害。而三电平以其固有的优势，在很大程度上解决了上述问题。 随着技术的不断发展，三电平技术被越来越多的人所重视，同时也将其从中压大功率领域，引入到400V的低压小功率应用之中，各个国际知名功率器件厂家推出了大量适应于400V系统应用的集成二极管箝位三电平功率模块，并有逐渐取代传统两电平变流器的趋势16-20。应用于400V领域的成功的三电平产品如下： （1）2008年日本安川电机推出了Varispeed G7系列通用矢量变频器，其400V产品采用三菱的三电平功率模块，并在应用中取得了巨大成功。 （2）2009年德州和能工业自动化有限公司在自主开发的三电平变流器控制技术的基础上，推出了HEINV系列三电平光伏并网逆变器，前端采用对称BOOST进行最大功率点跟踪，逆变器采用二极管箝位三电平拓扑，两者相互配合，采用Semikron的三电平功率模块，各项指标均优于同类两电平产品。 （3）2009年德州和能工业自动化有限公司推出了业界第一个三电平有源电力滤波器HESINE系列产品，并取得了巨大的成功。14本文所做工作本文以太阳能电池、国内高速铁路、通讯电源的发展为背景，在广泛查阅和分析国内外专家学者对三电平变换器的研究的基础上，以电压型三电平变换器拓扑为载体，围绕脉冲波形积分法建模、主电路拓扑结构、系统控制策略等方面展开了研究。具体所做工作如下所述：1 在查阅了文献和资料的基础上，对课题的研究背景、三电平变换器的发展现状、三电平变换器的主要研究方向等方面进行了阐述。2 论文第二章以Buck TL变换器的推导思路推广到所有直流变换器中，推导出Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等6种非隔离的TL变换器，并分析了一种复合式全桥TL变换器。3 论文第三章用脉冲波形积分法对输入输出共地的三电平变换器进行统一建模。以输入输出共地的Buck三电平变换器为例，详细阐明了其统一建模原理。4 论文第四章探讨了三电平SPWM调制技术和三电平SVPWM调制技术。5 论文第五章对二极管箝位型TL逆变器进行参数设计，简要介绍了MATLAB软件并利用MATLAB软件建立了二极管箝位型TL逆变器的仿真模型。6 对本文工作进行了总结，同时，指出了对于本课题需要进一步研究的方向。第2章 三电平直流变换器的推导和简化本章以Buck TL变换器的推导思路推广到所有直流变换器中，推导出Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等6种非隔离的TL变换器，并分析了一种复合式全桥TL变换器。所有TL变换器的开关管电压应力均为其基本电路的一半。2.1 TL变换器的推导图2-1 基本变换器第一步，将基本变换器，图2-1的开关管替换为相互串联的两只开关管，即将Q替换为Q1和Q2，如图2-2图2-2 将Q替换为Q1和Q2第二步,寻找或构成箝位电压源。分析基本变换器中开关管的电压应力，如果在变换器中存在与开关管电压应力相等的电压。就可以以次电压作为箝位电压源，否则需构造一个箝位电压源。当寻找到或构造出箝位电压源后，将其分为两个相等的电压源。在Buck变换器中，开关管的电压应力为输入电压Vin，则可用两个容量相等的电容Cd1和Cd2将输入电压一分为二，得到两个电压为Vin/2的电压源，如图2-3图2-3 加入电容Cd1和Cd2第三步，引入一只箝位二极管，将箝位电压源的中点与相互串联的两只开关管的中点连接起来。如果开关管的电流流入极与箝位电压源的正极相连，那么箝位二极管的阳极与箝位电压源的中点相连，阴极与两只开关管的中点相连，从而构成一个阳极TL开关单元；如果开关管的电流流出极与箝位电压源的负极相连，那么箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相连，阳极与两只开关管的中点相连，从而构成一个阴极TL开关单元。图2-4为一个由阳极TL开关单元构造的Buck TL变换器。图2-4 阳极TL开关单元的Buck TL变换器图2-5 Boost TL变换器图2-6 Buck-Boost TL变换器图2-7 Cuk TL变换器图2-8 Sepci TL变换器图2-9 Zeta TL变换器 按照上述步骤，可以推出所有基本变换器的TL变换器电路拓扑。上图2-5到2-9分别给出了Boost, Buck-Boost, Cuk, Sepic, Zeta等6种非隔离的TL变换器，对于Boost变换器，其开关管的电压应力为输出电压，因此其箝位电压源直接利用。Cuk变换器的开关管电压应力为，而电容上的电压刚好是，可作为箝位电压源。对于Buck-Boost变换器、Sepic变换器和Zeta变换器，其开关管的电压应力均为，而变换器中没有电容电压为，因此必须构造一个箝位电压源。Buck-Boost变换器的输入与输出之间的电压为。在两者之间跨接两个电容量相等的电容和，则构成了箝位电压源。2.2 TL变换器的改进和简化如果Buck TL变换器的两只开关管同时开通或关断，那么输出滤波器两端的电压波形与基本Buck变换器相同。但开关方式的改变会带来两个分压电容电压不均衡的问题。当时，Q3一直导通。当Q1和Q3同时导通时，Cd1和Cd2同时向负载提供能量；当Q1关断后，只有Cd2向负载提供能量，因此在一个开关周期中，Cd1提供的能量比Cd2少，这样就会导致Cd1的电压越来越高，Cd2的电压越来越低，最后Cd1的电压为，而Cd2的电压等于零，变换器不能正常工作。图2-10 阳极开关单元图2-11 阴极开关单元图2-12 阳极、阴极开关单元的加合为了解决这个问题，令图2-10、图2-11分别为阳极开关单元和阴极开关单元，两变换器共用分压电容，并且进行加合，则得到图2-12所示变换器，两个分压电容的电压可以保持均衡。由于Q3和Q4一直处于导通状态，可以直接短接起来，图2-13因此可以去掉Q3和Q4，D1和D2串联后同D3并联，D3是冗余的，也可以去掉，这样就得到图2-14的Buck TL变换器。图2-13 去掉Q3、Q4合并D3图2-14 改进后的Buck TL变换器根据同样的思路,可以得到Boost TL变换器，图2-15、Buck-Boost TL变换器，图2-16、Cuk TL变换器，图2-17、Sepic TL变换器，图2-18和Zeta TL变换器，图2-19的改进拓扑。图2-15 改进后的Boost TL变换器图2-16 改进后的Buck-Boost TL变换器图2-17 改进后的Cuk TL变换器图2-18 改进后的Sepic TL变换器图2-19 改进后的Zeta TL变换器2.3 复合式全桥TL变换器在推导Buck TL变换器时，如进行电气隔离，可得到图2-20图2-20 电气隔离的阳极开关单元图2-21 电气隔离的阴极开关单元图2-22 加合后的拓扑图图2-21和所示的两个变换器的工作原理相同，但输入分压电容的工作情况相反，且变压器磁化方向相反，令两变换器共用输入分压电容进行加合，同时增加两个开关管Q5和Q6，以阻断使电源短路的支路，并注意变压器的同名端。图2-22，补充变压器副边整流滤波电路，可得到图2-23。该变换器是一个全桥变换器，其中左边的桥臂为三电平桥臂，右边的桥臂为两电平桥臂，因此称之为复合式全桥TL变换器21-24。图2-23 复合式全桥TL变换器2.4 三电平波形存在的可能性 提出TL变换器的首要目的是为了降低开关管的电压应力，通过改变开关管的控制策略，Buck TL变换器可以得到三电平电压波形，从而减小输出滤波的大小。但是，是否所有的TL变换器均可以得到三电平电压波形？为了得到三电平电压波形，必须存在两个分压电容供电，一段时间两个分压电容同时供电，另一段时间两个分压电容交替供电，以确保其电压均衡。6个非隔离的TL变换器满足上述条件，因此可以得到三电平电压波形，而且其脉动频率为2倍开关频率。复合式全桥TL变换器满足上述条件，可以得到三电平电压波形。图2-23，A点可得到Vin、Vin/2、-Vin、-Vin/2和0，经变压器隔离和整流后也可得到Vin/K、Vin/(2K)和0三种电平25。2.5 本章小结通过上面的分析，可以得到以下结论：（1）提出了Buck变换器的推导思路，并从该变换器中提取出两种TL开关单元：阳极单元和阴极单元。（2）借鉴Buck变换器的推导思路，探讨了一族TL变换器，并对6种非隔离的TL变换器进行了改进，分析了复合式全桥TL变换器。（3）TL变换器除了开关管电压应力为其原型变换器的一半以外，部分变换器还可以大大减小滤波器，提高变换器的动态响应。TL变换器应用于高输入电压/输出电压、中大功率的直流变换场合。第3章 三电平变换器的建模3.1 脉冲波形积分法统一建模原理脉冲波形积分法是一种能通用于脉宽调制型、准谐振型、桥式串(并)联谐振型等各类DC-DC变换器的统一建模方法，能充分反映各类变换器自身的特点，为变换器动态性能指标的分析与设计提供统一衡量标准。该建模方法的主要特点是：(1)用周期性脉冲函数将变换器在一个周期的各个子拓扑统一成一个拓扑，物理概念清晰；(2)对小信号变量的采样函数作拉氏变换，模型具有采样数据模型的特点；(3)可根据变换器的不同类型作相应线性近似处理26。3.2 统一建模原理开关变换器是个时变网络，随着开关管的导通与关断，网络的拓扑呈周期性变化。对开关变换器进行统一建模的过程就是在已知变换器的电路拓扑及其工作波形的条件下，引入非连续周期脉冲函数将变换器在一个周期中的各个子拓扑统一成一个拓扑，依此拓扑可建立开关变换器的稳态频域模型和小信号频域模型。在此基础上，便可进一步对开关变换器进行相频及幅频分析27-30。下面以图3-1所示的Buck三电平DC-DC变换器为例，阐明三电平DC-DC变换器统一建模原理。当该变换器的占空比大于05时，变换器工作于三电平模式(当占空比小于05时，变换器工作于两电平模式，本文不讨论该种情况)。其中的两个分压电容，电容值很大，且要求均等。为分析简便，根据三电平DC-DC变换器的工作原理，可以把左边的，用两个串联的电压源代替，得到图3-1所示的Buck三电平DC-DC变换器的等效原理图。图3-1等效Buck三电平DC-DC变换器原理图所示变换器可以用4个开关模态来分析其在一个周期内的工作过程。模态1如图3-2所示。当t=0时，触发开关管，使和导通，二极管，则反偏截止，两个电压源串联给电感充电，一直持续至。模态2如图3-3所示：当时，关断，仍然继续导通，则导通，截止，只有下方一个1电压源提供能量，电感放电，一直持续到时刻。模态3如图3-4所示当时刻，控制回路使，导通，出现与模态1相同的工作过程。模态4如图3-5所示。当时，关断，使继续导通，则导通，截止，与模态2类似，由上边一个电压源提供能量，一直持续到时刻。图3-2 图3-3 图3-4 图3-5 可见，在开关管，和二极管，导通与关断期间，分别对应于所示的4个子拓扑。因为在范围内变换器的工作过程与范围类似，因此，分析讨论时考虑半个周期即可。为了建立统一拓扑，在此引入非连续周期性脉冲函数。设周期性脉冲波形如图3-6所示。图3-6 周期脉冲波形所对应的周期性脉冲波形的数学表达式为： （3-1）利用式（3-1）建立Buck三电平DCDC变换器的统一拓扑时，应结合变换器在一个周期里各条支路的变化情况。根据所示的4个子拓扑，构成的负载输出端结构没变，只有输入端电压源(两个串联的电压源)在一个周期里发生了变化。因此，对这两条支路用f(t)加以处理得到统一拓扑，如图3-7所示。统一拓扑是对变换器进行稳态分析和小信号动态分析的基础，对于其它拓扑结构的三电平DC-DC变换器，可按类似步骤进行处理。图3-7 Buck三电平DC-DC变换器统一拓扑可写出其对应的电路方程为： （3-2）得到式（3-2）后，可根据稳态及小信号动态分析的条件对方程进行相应处理。3.3 稳态分析当变换器在稳态工作时，通常情况下变换器各条支路上的电压或电流都是一些幅值恒定的周期函数，但其中有一些是非连续的。如果变换器是PWM型，此类变换器的最大特点是：电路电感及电容值均足够大，变换器的工作周期比电路时间常数小得多。于是，对于PWM型变换器，稳态时的电感电流电容电压，可近似为大小及方向保持不变的常数则对应的稳态方程为： （3-3）式（3-3）中，大写字母表示稳态分量。由于引进了非连续周期函数，先对这个函数作拉氏变换为： （3-4）根据变换器的工作周期比电路时间常数，小得多，即满足条件，当把，按泰勒级数展开时，可忽略其二阶及二阶以上高阶项，则： （3-5）对式3-3进行拉氏变换，同时将式（3-4），（3-5）的结果代入，可以得到 （3-6）式(3-6)即为Buck三电平DCDC变换器输出与输入之间的直流变换关系式。需要指出，式(3-5)对，作线性近似处理后的结果，必须在条件下才能得到，PWM 型变换器通常能满足这一条件。对于谐振型或准谐振型变换器，由于它们的谐振周期接近于，故对按泰勒级数展开时不能作线性近似处理。3.4 小信号动态分析当有小信号扰动时，统一拓扑中各条支路的变量就由稳态分量与小信号动态分量两部分组成，即： （3-7）式(3-7)中小写字母加“n”表示小信号分量。将式(3-7)代入由统一拓扑写出的电路方程式(3-2)中，可得： （3-8）其中同时，结合式(3-3)，把稳态分量所组成的方程式分离出后，便可获得变换器的小信号动态方程为： （3-9）为使上式简化，可再令3.5 采样函数的拉氏变换直接对式(3-8)进行拉氏变换比较困难，因为式中包含有非连续函数。为求得系统的频域模型，必须对小信号变量的采样函数进行拉氏变换。开关变换器本身是一个采样系统，它的开关管及二极管呈周期性导通或关断。因此，当以开关周期为采样周期对小信号变量采样时，则根据采样定理的要求；当小信号变量的频率。低于开关频率一半时，模型能够满足工程计算的要求。对于式(3-9)中各个变量，其采样情况如图3-8所示。据此，即组成由采样函数值而定的脉冲波形，图3-8为第n个采样周期的情况。图3-8 小信号函数的采样情况图中每个脉冲波形所围成的面积实际上等于该小信号采样值与的乘积在这个周期的积分，所有脉冲之和即为该采样函数的拉氏变换。因此，脉冲波形积分法的物理意义是：对一个连续时间函数，以它的采样函数来代替进行拉氏变换，每一个采样周期里积分的区域大小及正负由其函数的采样值与脉冲函数来确定。于是，式(3-8)，(3-9)中各个变量的采样函数的拉氏变换分别为图3-9 采样函数组成的脉冲波形 (3-10)(3-11)(3-12)式(3-10)，(3-11)，(3-12)中，即为采样函数的拉氏变换。计算中略去了二阶小信号分量乘积项。求出各个采样函数的拉氏变换后，得： (3-13)将上式整理成矩阵形式为：(3-14)对式（3-14）进行求解，即可得到Buck三电平DC-DC变换器的传递函数 （3-15）式(3-15)便是由脉冲波形积分法获得的Buck三电平DC-DC变换器的小信号频域模型。由此便可得到系统的幅频及相频特性，从而为变换器动态性能指标的设计提供参考依据。基于脉冲波形积分法，按照同样的步骤可以对其它三电平DC-DC变换器进行统一建模。另外，该法也适用于准谐振型变换器和谐振型变换器的建模，只是对变量进行线性近似的处理不同。因此，脉冲波形积分法是一种比较通用的建模方法，可为各类变换器动态性能指标的设计及比较提供统一的衡量标准31。3.6 本章小结众所周知，对变换器进行统一建模是对变换器进行控制和优化的基础，三电平变换器也不例外。但是，对于三电平变换器而言，由于其开关数目多，工作模态复杂，用传统建模方法对之进行统一建模相当困难。本章用脉冲波形积分法对输入输出共地的三电平变换器进行统一建模。脉冲波形积分法通过建立变换器的统一拓扑，对小信号采样函数进行拉氏变换，以及按变换器的类型作相应的线性近似处理等三项有效措施，对工作模态繁多的输入输出共地的三电平变换器进行了有效的建模。论文以输入输出共地的Buck三电平变换器为例，详细阐明了其统一建模原理。第4章 PWM控制技术控制技术是PWM整流器发展的关键，近年来，相关研究紧紧围绕以下几方面的要求进行：1.实现单位功率运行，即使网侧电流，无畸变且与网侧电压，同相(或反相)，电网对整流电路只提供有功功率；2.开关频率尽量小，以减小对开关管的损耗，增大其使用寿命；3.输出电压或电流能够快速的调节达到稳定，即要求系统具有较好的动态性能；4.减少直流侧纹波系数，缩小直流侧滤波器体积，减轻重量；5.提高直流侧电压利用率，扩大调制波的控制范围。4.1 电流控制技术PWM整流器控制对象是输入电流和输出电压，而电流控制是整个控制系统的核心部分，电流控制的性能决定了整个系统的性能。因而要求电流控制器有较快的瞬态响应和满意的稳态特性，在负载有扰动和参考电流变化的情况下，慢的响应可能会导致在瞬态区域直流侧电压不可控。所以，如果出现瞬态，网侧输入电流应尽快跟踪上参考电流。根据是否直接选取瞬态电感电流作为反馈和被控制量，主要分为间接电流控制和直接电流控制两种32-35。间接电流控制又称“幅相电流控制”，该方案是一种基于工频稳态的控制方法，通过控制整流器的输入端电压，使其为接近正弦波的PWM波形，并和网侧电压保持一定的幅值和相位，从而达到控制网侧电流波形为正弦，且与网侧电压同相位。由于其动态响应较慢，动态过程中电流存在直流偏置，对系统参数波动较敏感，因而常用于对动态响应要求不高且控制结构要求简单的场合，己逐步被直接电流控制策略取代。直接电流控制是一种通过对网侧电流的直接控制而使其跟踪给定电流信号的控制方法。在这种控制方法中，通过运算求出网侧电流指令值，再引入网侧电流反馈，通过对网侧电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。为了使网侧电流实时的跟踪指令电流的变化，电流控制采用PWM控制方式，并且有不同的电流跟踪方法，目前常用的方法主要有滞环比较方式、三角波调制方式等。采用滞环电流比较的直接电流控制系统结构简单，电流响应速度快，控制运算中未使用电路参数，系统鲁棒性好，因而获得了较多的应用。这种方法的一个不足之处是开关频率不固定，给滤波器设计带来一定困难。目前应用较多的是三角波调试方式，根据不同的给定电流计算方法，主要有瞬态电流控制和预测电流控制等。4.2 PWM调制技术所谓PWM脉宽调制技术(Pu1seWidthModulation，PWM)，是用一种参考波为调制波(通常是正弦波，也可采用梯形波或注入零序谐波的正弦波或方波等)，而以N倍于调制波频率的三角波(或锯齿波)为载波进行比较，产生一组幅值相等、而宽度正比于调制波的矩形脉冲序列来等效调制波，对开关管进行通、断控制。利用一定的规则控制各脉冲的宽度，可实现变流器输出电压与频率的调节。4.2.1 三电平SPWM控制三电平SPWM调制技术是两电平SPWM调制技术的直接扩展，是由两组频率和幅值相同的三角载波上下层叠，且对称分布于同一个调制波的正负半波，与正弦调制波进行比较以产生开关的通断信号。由于单极性PWM调制比双极性调制的谐波分量要小些，所以三电平多采用单极性调制。假设三个电平从高到底依次为p、o和n，当调制波的正半波大于上层载波时，输出电平为p;而调制波的负半波幅值小于下层载波时，输出电平为n;其他情况输出0电平。在具体的算法实现上又有2个不同的种类。同相层叠方式(Phase disposition-PD)，即两组三角载波以相同的相位上下排列叠加，然后与正弦波进行比较。正负反相层叠式(phase opposition disposition-POD)这种方法是使零值以上的三角载波相位和零值以下的三角载波相位相反，其中PD方式要优于POD方式。在具体实现上，依据a相调制波 (开关管，所在桥臂的电压指令)、正侧三角载波 (上)和负侧三角载波 (下)的大小关系表4-1，生成三电平PWM信号，的+1、0、-1信号。b相调制波与a相相差相位，其与b相载波之间的关系与上述关系相同，为减少高次谐波，b相载波需要偏离a相载波相位。三电平PWM整流器调制方式参照图4-1。表4-1 a相调制波和PWM载波的比较(PWM信号生成)大小关系PWM信号图4-1 三电平PWM整流器SPWM调制方式4.2.2 SVPWM 原理介绍SVPWM 法就是用逆变器输出相电压的平均矢量去逼近某一空间电压矢量。以某一角频率在空间旋转，当它旋转到六角空间电压矢量图的某个小区间时，系统选中该区间的基本电压矢量中所需的矢量，并以此矢量所对应的状态去驱动功率开关元件动作。当控制矢量旋转到下一个小区间时，又选中对应区间的相应电压矢量，并以其对应的状态去驱动功率开关元件动作。当控制矢量在空间旋转360后，变频器就能输出一个周期的正弦波电压36-38。六角形空间电压矢量图是利用空间电压矢量的概念来描述三电平PWM 变频器输出电压内在关系的一种图形。三电平PWM 变频器能输出19种不同的基本空间电压矢量。除了(1个)零矢量外，其余18个矢量把圆周360 度等分为12个小区间。每一个区间占30度的空间角度。在任何一个小区间内有最接近的三个基本电压矢量(含四种输出状态)供选择，零矢量为12个小区间所共有。这里我们将整个矢量图分为六个扇区，每个扇区又分为六个区域，如图4-2、4-3所示。图4-2 矢量图图4-3 扇区和区间改变每个30小区间内被选中矢量的执行时间，也就方便的改变了变频器的输出频率。六角形空间电压矢量图中的每个扇区内只有四个基本电压矢量(含零矢量)供选择，它们的模分别是：V00，VAE，VB2E，VCE，故很难直接满足合成参考电压矢量的要求。为了解决这个问题，系统采用在扇区内取电压矢量“等效”的办法来处理。即在采样周期Ts时间内适当选择四个基本电压矢量的部分或全部，届时恰当分配执行被选中的基本电压矢量的时间，并以被选中的各矢量的模乘以执行该矢量的时间之总和，对时间T取平均值。即：V0T0+VaT1+VbT2+VcT3= Ts式中V0、Va、Vb、Vc只取其模，并使T0+T1+T2+T3=T由于V0=0，得V0T0=0，得= E（T1+T2+2T3）/T适当改变T0：T1：T2：T3的比值就可以改变输出电压矢量的大小，即改变了输出电压。4.3 中点电位不平衡处理方法由于二极管箝位三电平PWM整流器自身结构的原因，电路对上下两个电容的充放电不均衡，使得外电路对直流侧电容中点注入或抽取电流，中点电位不可避免地会产生漂移。如果电容电压不平衡，不仅会增大输出电压波形谐波含量，而且整流器中某些开关管所承受的电压会上升，降低装置的寿命，严重时导致开关器件和直流电容的损坏39-40。己知: ，。其中、为网侧电压的幅值和相位角，、为网侧电流的幅值和相位角。则网侧电压： （4-1） （4-2）可得： （4-3）如果直流侧电容电压相等，即，有： （4-4）则： （4-5）由，并得到电流、的表达式： （4-6） （4-7）则中点电流为： （4-8）当=1，0，-1时，并且=1，0，-1时，对于、，有： （4-9） （4-10）则得： （4-11）进一步得： （4-12）其中，k为积分常数，根据电压差决定，通常不为0。三电平整流器中点电位与流经中点的电流密切相关，因此可以通过调整它来调整直流侧电容电压的平衡。而判断不同的电压矢量对中点电流的影响，是解决直流电容电压平衡的关键。前面的分析是基于直流侧两个电容参数完全一样的假定，在实际中两个电容在制造工艺上不可能达到完全相同，势必会造成中点电压的固有偏移。其次，电容电压平衡与直流侧电容取值的大小密切相关。电容值越小，波动将越严重，所以电容值要尽可能大，但考虑到成本和制造工艺上耐压等级的限制，电容值又不可能取得过大。二极管中点箱位式三电平整流器在进行功率变换及能量传递过程中，导致其直流侧电压不平衡的因素还有很多，但都可归结到直流侧正负支撑电容的充、放电不平衡上来考虑。对于中点电压不平衡问题，目前主要方法有利用改进硬件电路实现中点电压平衡和对控制算法进行研究，在实现高控制性能的同时，克服中点电压不平衡问题。基于硬件电路的中点电位控制方法是在直流电源和电容之间并入换流器，使中性点电流不经过电容而直接流入换流器，或采用大电阻并在电容两端强行分压。而变换器作为大容量电源，从电压精度和电源本身功耗的角度出发，采用电阻强行分压来平衡电容电压是不可取的。引入换流器的方案也会增加系统的复杂性和成本。当前通用的一种办法就是引入变流器均衡系统，在电源和电容之间并联一个电压均衡电路，该电路采用Buck-Boost电路，通过电感吸收或存储能量，并对电容进行充放电控制以补偿中点电位波动。这种方法原理比较简单，不受整流器PWM调制的影响，也不受负载条件的影响，但是该电路需要增加额外的开关器件及驱动电路，在大功率应用中无疑增加了系统的复杂性和成本，而且电感中电流变化的速度也是有限制的，频率较高时控制效果将会受到影响。4.4 本章小结控制技术是PWM整流器发展的关键。对于PWM整流器，电流控制是整个控制系统的核心部分，电流控制的性能决定了整个系统的性能。PWM整流器有不同的调制方式。对三电平整流器固有的中点电位平衡问题进行了分析，处理中点不平衡方法如下：(1) 直流侧电压检测，然后合理安排小矢量PWM脉冲的作用时间进行中点电位补偿。其基本思想是：由于在4 类电压矢量中，大电压矢量和零电压矢量对中点电位没有影响；中电压矢量虽然对中点电位有影响，但其冗余度为1，没有选择余地；小电压矢量在中点处有电流流过，也即有能量流动，因此他会带来中点电位的不平衡。由于小矢量有两种开关状态，而且这两种开关状态对中点电位的影响刚好相反。因此，只要合理的安排两种小矢量的作用时间，就可以很好地平衡中点电压。(2) 直流侧电容电压检测和直流侧中点电流方向检测结合进行补偿的方式。与上述方法比较，增加了直流侧中点电流方向检测， 因此可实现能量双向流动的中点电位调整，而且不受功率因数影响。(3) 直流侧电容电压大小的检测和三相交流输出电流检测结合进行补偿的方法，计算出了具体的补偿时间。但该方法采样的数据比较多，计算量比较大，对软硬件要求较高。(4) 零序电压注入法。对所需注入零序电压进行准确解析计算，并揭示了三电平中点电位完全可控区域。基于零序电压注入的中点电位平衡问题分析及其控制算法，不仅适用于载波调制，而且采用基于零序电压等效的SVM 波形控制方法，也可以应用于SVM 控制。第5章 三电平变换器的仿真分析本章基于Matlab/Simulink仿真软件进一步证明控制理论和数学建模的正确性。5.1 MATLAB仿真软件介绍MATLAB是矩阵实验室（Matrix Laboratory）的简称，是美国MathWorks公司出品的商业数学软件，用于算法开发、数据可视化、数据分析以及数值计算的高级技术计算语言和交互式环境，主要包括MATLAB和Simulink两大部分。电力系统工具箱是一个基于图形编程的电力系统仿真工具箱。主要是由加拿大的HydroQuebec和International公司共同开发的，其功能非常强大，可以用于电路、电力电子系统、电机系统、电力传输等过程的仿真，它提供了一种类似电路建模的方式进行模型绘制，使用者不需要自己编程而只需将仿真的电力系统图搭建在工作窗口中，MATLAB自动将其变化成状态方程描述的系统形式，便可以在SIMULINK下进行仿真研究了。电力系统工具箱包括的模块有：Electrical Sources（电源库）、Elements（元件库）、Power Electronics（电力电子元件库）、Machines（电机库）、Connectors（连接器库）、 Measurements（测量仪器库）、Extra Library（附加元件库）、Demos（示例库）、Powergui（图形用户界面graphical user interface），它是一个电力系统分析模块41-43。5.2 二极管箝位型TL逆变器的仿真根据前几章所述原理，搭建二极管箝位型TL逆变器拓扑图如图5-1所示图5-1 二极管箝位型TL逆变器拓扑图以A相为例，Q1和Q4是主开关，Q2和Q3是增加的辅助开关管，D1和D2是增加的辅助二极管。当Q1和Q2导通、Q3和Q4截止时，A相得到+电平；当Q1和Q2截止、Q3和Q4导通时，A相得到-电平；当Q2和Q3导通、Q1和Q4截止时，A相得到零电压，定义为零电平。由于该逆变器的每相电压可以被增加的开关管和二极管箝在中点（O点）电压，因此称之为中点箝位（NPC）逆变器。NPC逆变器的每相可以得到+、-和0三个电平，因此又称它为三电平（Three-Level，TL）逆变器。图5-2 二极管箝位型TL变换器的仿真模型图5-2所示为二极管箝位型TL变换器仿真模型，仿真的参数如下：Udc1、Udc2为35V直流电源，开关频率为4000Hz，负载电阻, , 。图5-3 PWM发生器仿真模型图5-4 输出端线电压的波形图图5-5 输出端线电压的波形图图5-6 输出端线电压的波形图图5-7 输出端a相相电流的波形图图5-8 输出端b相相电流的波形图图5-9 输出端c相相电流的波形图 由输出端电压电流波形图可知：电压电流波形基本同相位，每相输出电压可以得到+、-和0三个电平，每只开关管的电压应力降低为输入电压的一半。5.3 本章小结在理论分析的基础上，在MATLAB/Simulink仿真环境下建立了二极管箝位型TL变换器的仿真模型。仿真结果表明二极管箝位型TL逆变器的优点可以概括如下：（1） 每相输出电压可以得到+、-和0三个电平，与两电平逆变器相比，其输出电压的谐波含量可以大幅度降低。（2） 每只开关管的电压应力降低为输入电压的一半。因此该逆变器适用于高输入电压的场合。结论本文阐述了三电平直流变换器的发展、分类、应用，在研究了Buck TL变换器的推导思路的基础上探讨了一族三电平直流变换器，包括Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic和Zeta等非隔离的TL变换器。这些变换器具有以下特点：（1） 在电流连续时，它们的输出电压与输入电压之间的关系与其原型电路完全一样。（2） 开关管与二极管的电压应力均为其原型电路的一半。（3） 在开关频率相同，电感电流脉动和电容电压脉动也相同的情况下，储能元件（包括电感和电容）比其原型电路大大减小。它们适用于不需要电气隔离、输入和/或输出电压高的应用场合，如果输入和/或输出电压变换范围宽，那么更能显示出这些变换器的优点。如果输入和/或输出电压较低，但电压变化范围较宽，也可选用这几种变换器。比如在船舶、高速电气铁路、城市轨道交通电气系统中，需要直流斩波器，其输入电压不仅高，而且变化范围宽（一般要达到2倍左右），这时就可以选用Buck TL变换器。对于航空电气系统，其电网频率为400Hz，如采用变频交流电，频率范围将达到360-800Hz，这时可采用BOOST TL变换器来构成PFC变换器。复合全桥TL变换器的特点是可以减小输出滤波电感，适用于电压范围较宽的应用场合，该变换器可以应用于太阳