脉冲跨周期调制技术研究.doc

毕业论文 设计 毕业论文 设计 题题 目 目 脉冲跨周期调制技术研究 学学 号 号 06110901022 姓姓 名 名 马勇 教教 学学 院 院 物理科学与技术学院 专业班级 专业班级 09 级 1 班 指导教师 指导教师 王建伟 完成时间 完成时间 年 月 日 毕节学院教务处制毕节学院教务处制 毕节学院本科毕业论文 设计 脉冲跨周期调制技术研究 作者姓名 马勇 专业班级 物理学 2009 级 1 班 学号 06110901022 指导教师 王建伟 摘摘 要 要 智能功率集成电路 SPIC 常用到的控制模式有恒频变宽 CFVW 的 脉冲宽度调制模式 PWM 恒宽变频 CWVF 的脉冲频率调制模式 PFM 恒频恒宽 CFCW 脉冲跨周期调制模式 PSM 软开关技术以及功率开关缩放 技术 PWM 调制模式的 SPIC 中载 重载时效率高 但在轻载时效率较低 控 制脉冲谐波干扰较大 PFM 调制模式的 SPIC 轻载时效率较高 但其控制电路 较为复杂 谐波分布时变且过于分散 给后续滤波器设计带来困难 PSM 能有 效改善 SPIC 开关变换系统的效率和 EMI 特性 且具响应速度快 抗干扰能力 强 电路易于实现等特点 但其输出电压纹波较大 软开关技术可以降低开关 损耗 大大提高变换器效率 但其谐振电压峰值很高 要求器件耐压必须提高 并且谐振电流的有效值很大 电路中存在大量的无功功率的交换 造成电路导 通损耗加大 功率开关缩放技术在轻载时减小了功率开关管驱动功耗 从而提 高了电源效率 但是引入额外的控制电路势必会增加电路功耗 在重载时效率 较低 本论文在研究脉冲跨周期调制模式 PSM 的原理的基础上将 PWM 调制模式 与 PSM 调制模式进行比较 然后从控制模式的角度采用 PWM PSM 相结合的混 合调制模式来完成汽车电子电压调节器的设计 使得调节器的待机能耗更低 效率更高 集成化 智能化 高可靠性等特性得到改善 关键词 关键词 智能功率集成电路 脉冲宽度调制模式 PWM 脉冲跨周期调 制模式 PSM 比较 采用 PWM PSM 相结合的混合调制模式 毕节学院本科毕业论文 设计 Pulse cross cycle modulation technology research Candidate Ma Yong Major Physics Student No 06110901022 Advisor Wang Jianwei Abstract Smart power integrated circuit SPIC is commonly used to control mode Henderson frequency pulse width modulation PWM mode wider CFVW of constant wide frequency CWVF the pulse frequency modulation PFM mode constant frequency constant width the CFCW pulse cross cycle modulation mode PSM soft switching technology and power switch scaling technology PWM modulation mode SPIC overload overloaded aging rate but less efficient at light loads the control pulse harmonic interference PFM modulation modes SPIC light load efficiency is higher but its more complex control circuit harmonic distribution becomes too scattered difficult to subsequent filter design the PSM can effectively improve the efficiency and EMI performance of the the SPIC switch conversion system and possessed fast response anti interference ability the circuit is easy to implement and so on but its output voltage ripple soft switching technology can reduce the switching losses greatly improving the efficiency of the converter but the resonant peak voltage is high breakdown voltage must be increased and the resonant current RMS great circuit there are a large number of reactive power exchange resulting circuit conduction losses increase power switch scaling technology to reduce the power switch drive power consumption at light loads resulting in improved power efficiency but the introduction of additional control circuit is bound to increase circuit power consumption less efficient when overloaded Key words Smart Power ICs Pulse Width modulation PWM mode Pulse cross cycle modulation mode PSM Compare Combined modulation mode PWM PSM phase 毕节学院本科毕业论文 设计 目目 录录 引言 1 1 PSM 调制模式基本原理 1 1 1 输入输出电压关系 5 1 1 1 DCM 模式下 BUCK 变换器输入输出电压关系 5 1 1 2 CCM 模式下 BUCK 变换器的输入输出电压关系 8 1 1 3 混合模式下 BUCK 变换器的输入输出电压关系 9 1 2 纹波电压 11 1 2 1 CCM 模式下 BUCK 变换器的输出纹波 11 1 2 2 DCM 模式下 BUCK 变换器的输出纹波 11 1 3 效率 12 2 PSM 与 PWM 性能比较 12 2 1 输入输出电压关系比较 12 2 2 输出电压纹波比较 13 2 3 系统效率比较 13 3 PWM PSM 混合调制模式电路实现 15 3 1 改进的电压调节器系统框图及理论分析 16 3 1 1 改进的电压调节器基本结构 16 3 1 2 调制模式自动转换理论分析 18 3 2 整体电路仿真分析 19 4 总结 20 参考文献 22 致 谢 23 毕节学院本科毕业论文 设计 第 0 页 共 23 页 引言引言 智能功率集成电路 SPIC Smart Power Integrated Circuit 是集功率器件 控制 检测 保护 驱动 软启动 相位处理等电路于一体 能体现较完备系 统功能的单片集成电路 1 SPIC 追求高效 高智 小型 低 EMI 等特性 广泛 应用于开关电源 电机驱动等功率变换电路与系统 是中小功率变换电路与系 统的首选电路 国外的功率集成电路技术起步于八十年代 经过了近 30 年的发 展 其设计技术 制造封装到市场都相当成熟 完善 但是这些 SPIC 内部控 制电路均采用 PWM 调制模式 PWM 是迄今大多数智能功率集成电路习用的控制 模式 虽然 PWM 变换器完全能满足电源设计者的要求 但是 PWM 调制模式的 SPIC 在轻负载下效率较低 控制脉冲谐波峰值较大 因此近几年来他们似乎遇 到了一堵 砖墙 为了转换效率哪怕是提高 1 他们也需要在拓扑结构 相关 元件和电路设计等方面做出重大改进 2 少数 SPIC 产品采用 PFM 模式及 PWM PFM 混合模式 PFM 模式输出的调整范围大 但要求滤波电路能在宽频带下 工作 最近发展起来的基于恒频恒宽 CFCW Constant Frequency Constant Width 脉冲跨周期调制 PSM Pulse Skipping Modulation 其技术已初步在 国外一些公司的产品上有所体现 2000 年 Power Integration 公司继 TOPSwitch 产品新推 TinySwitch 3 4 和后来的 LinkSwitch 5 DPA Switch 系列产 品则选择了一种简单的 ON OFF 控制模式 这类产品具有外围电路简单 高效 低 EMI 的特点 安森美半导体公司 2001 年推出的 NCP1200 6 系列产品中采用了 一种带 Skip 工作方式的电流式 PWM 控制模式 具有极低的待机能耗性能 此种 模式也已具有 PSM 理论的雏形 随后罗萍博士在 2002 年国际 ICCAS 会议上 发表了一篇名为 Skip Cycle Modulation in Switching DC DC Converter 的论文 7 该论文所提的 SCM 控制模式即为 PSM 的雏形 并且在她的 2004 年博 士论文 智能功率集成电路的跨周调制 PSM 及其测试技术研究 8 中对 PSM 调 制理论作了更进一步的论述 最近几年 PSM 控制理论和模型的研究得到了极 大的发展和不断完善 并且在开关电源方面也得到了应用 PSM 调制模式虽然 在轻负载效率高 响应速度快等优点 但是在轻负载情况下负载电流较小 输 出纹波电压增大 1 PSM 调制模式基本原理调制模式基本原理 脉冲跨周调制模式 PSM 采用恒频恒宽 CFCW 的脉冲控制信号来控制功率 毕节学院本科毕业论文 设计 第 1 页 共 23 页 开关管导通 关断 当输出电压低于设定输出值时 则以本周期恒频恒宽的时钟 信号作为控制信号 使功率开关管在本周期工作 如果输出电压高于设定输出 值时 则本周期不发出控制信号 即功率开关管跳过该周期 PSM 调制模式通 过调节跨过的脉冲周期数来稳定输出电压 PSM 调制模式的效率很高 轻载时 几乎与负载无关 图 1 1 为 PSM 调制波形产生原理框图 取样输出电压与参考电压通过比较 器后 利用同步调制器来对比较器的输出和时钟信号进行调制 以此来决定当 前周期是否让功率开关管导通 从而输出 PSM 控制信号 从图 1 2 的 PSM 控 制波形可知 当输出电压低于设定输出值时 在每个时钟周期都让功率开关管 以恒频恒宽的脉冲导通 当输出电压高于设定输出值时 功率开关管将跨过一 定的时钟周期 通过调节跨过的脉冲周期数来稳定输出电压 输输出出电电压压 参参考考电电压压 比比较较器器 时时钟钟信信号号 同同步步调调制制器器P PS SM M控控制制信信号号 图 1 1 PSM 调制信号产生电路框图 图 1 2 PSM 调制信号 VC及 Buck 变换器的输出信号 VO 以 Buck 变换器为例来说明 PSM 调制基本原理 图 1 3 a 给出了电压闭环 控制的 Buck 变换器 其中 VS VO分别为电路输入 输出电压 VC为功率开关 管控制信号 Clock 为时钟脉冲信号 Tr D L C R 分别为 Buck 变换器的 功率开关管 续流二极管 电感 电容和负载电阻 图 1 3 b 为图 1 3 a 中输出 电压 参考电压 时钟信号以及控制信号 VC的波形 另外还同时给出了 PWM PFM 控制信号以示比较 显然这三种调制模式是不同性质的脉冲控制 毕节学院本科毕业论文 设计 第 2 页 共 23 页 信号 a 电压闭环控制的 Buck 变换器 b PSM 与 PWM PFM 脉冲控制信号 图 1 3 PSM 控制 Buck 变换器 设时钟信号控制频率为 fmax 1 T T 为时钟控制信号的周期 根据输出电压 VO的不同 功率开关管的 PSM 控制信号将跨过一定数目的时钟周期 设功率 开关管的有效开关频率为 fe 定义脉冲跨周调制模式下的调制度为 M 0 M 1 1 1 max ffM e 有 1 2 MD V V S O 其中 D 为脉冲控制信号占空比 在 PSM 调制模式下 D 恒定且 D Dmax 即为 满负载下最大占空比 输出电压 VO与调制度 M 成反比关系 当负载变轻时 PSM 的控制信号将跨过一定周期数关断功率管 从而降低功率开关管的开关损 耗 并且负载越轻 其跨过的周期数就越多 因此 PSM 变换器的效率基本保持 恒定 与负载关系不是很大 图 1 4 a 给出了 PSM 调制信号频谱图 与 PWM PFM 调制信号频谱图相比 较可知 PWM 脉冲控制信号的谐波都集中分布在其基波的整数倍处 因此其 谐波峰值较大 如果知道 PWM 的基波频率 后续滤波器设计则比较容易 对 于 PFM 和 PSM 的控制信号而言 因为它们的频谱分布均存在边频效应 这就 毕节学院本科毕业论文 设计 第 3 页 共 23 页 使得与其基频成整倍频关系的离散谐波幅值较低 对后续电路的 EMI 影响程度 较 PWM 控制信号小 而 PSM 控制信号的频谱分布比 PFM 控制信号的频谱分 布更有规律 即在 PSM 控制信号基波的整数倍频处的谐波分量分布相对集中 因此 一方面 PSM 因边频效应使其离散谐波幅值较低 对后续电路的 EMI 影响程度较 PWM 小 另一方面 其高次谐波又有相对集中的频点 基频的整 数倍频处 因此后续滤波器的设计较 PFM 变换器容易 a PSM 调制信号频谱 b PWM 调制波频谱 c PFM 调制波频谱 图 1 4 毕节学院本科毕业论文 设计 第 4 页 共 23 页 图 1 3 a 给出的 Buck 变换器电路可以工作于 3 种状态 其电路如图 1 5 所 示 a 功率开关管导通 续流二极管关断 此时 1 3 OS L VV dt di L OLC Iii b 功率开关管关断 续流二极管导通 此时 1 4 O L V dt di L OLC Iii c 功率开关管关断 续流二极管关断 此时 1 5 0 L i OC Ii a M 导通 D 关断 b M 关断 D 导通 c M 关断 D 关 断 图 1 5 Buck 变换器工作状态等效电路图 基于 PSM 控制的 Buck 变换器可以工作在 3 种不同的电流模式下 分别为 CCM 模式 CCM DCM 混合模式以及 DCM 模式 下面分别在这工作三种模式 下对 PSM 调制变换器的特性进行详细的分析 1 1 输入输出电压关系 1 1 1 DCM 模式下 BUCK 变换器输入输出电压关系 图 1 6 中 Vin VO分别为电路输入 输出电压 VD为二极管上的正向压降 Vsat为功率管导通压降 iL为电感电流 Iout为负载电阻上的平均电流 图 1 7 中 VG为功率开关管控制信号 Clock 为时钟脉冲信号 ton为功率开关管导通时 间 toff为续流二极管导通时间 T 为开关周期 也即时钟周期 毕节学院本科毕业论文 设计 第 5 页 共 23 页 图 1 6 PSM 调制模式下 Buck 电路图 图 1 7 PSM 断续模式下波形 功率管导通时有 1 6 t L VVV tiVVV dt di L Osatin LOsatin L 功率管导通时电感上电荷增量为 1 7 2 00 1 2 on Osatin t Osatin t L t L VVV tdt L VVV dttiQ onon 功率管关断时有 t L VV tiVV dt di L DO LDO L 功率管关断时电感上电荷减少量为 1 8 2 00 2 2 off DO t DO t L t L VV tdt L VV dttiQ onoff 根据电荷守恒有 1 9 TnmInQQ out 21 式中 n 为功率管导通的周期数 m 为功率管跨过的周期数 毕节学院本科毕业论文 设计 第 6 页 共 23 页 将式 1 7 以及 1 8 代入式 1 9 得 1 10 outoff DO on Osatin TI n nm t L VV t L VVV 22 22 令 ton D1T toff D2T 并且电感上的峰值电流为 1 11 TD L VV TD L VVV I ODOsatin peak21 把式 1 11 代入式 1 10 得 1 12 out Osatin TI n nm TD L VVV TDD 121 22 1 将代入式 1 12 得 R V I O out 1 13 R V T n nm TD L VVV TDD OOsatin 121 22 1 在理想情况下忽略 Vsat和 VD 上式化简为 1 14 inO V L TDDD nR nm L TDDD V 2 2 211 211 则式 1 11 化简为 1 15 inO V DD D V 21 1 联立式 1 14 和式 1 15 得 02 21 2 2 RT L n nm DDD 解得 1 16 1 8 1 22 8 2 1 1 2 11 2 D kD kDD D 其中 n nm k RT L 把式 1 16 代入式 1 15 得 1 17 inO V D k V 2 1 8 11 2 PWM 调制模式在断续模式下的输入输出关系式为 毕节学院本科毕业论文 设计 第 7 页 共 23 页 2 1 8 11 2 D V V L in O 所以可认为在 DCM 模式下有 1 18 PSMD mn n PWMDeq 1 其中 Deq PWM 为等效占空比 从式 1 17 可以看出 PSM 在 DCM 模式下 VO和 Vin之间的关系除了与外 电路参数 R L 有关外 还与占空比 D 周期 T 以及跨过周期数 m 和导通的周 期数 n 有密切的关系 虽然 PSM 调制模式在每个周期里的占空比 D1恒定 但 它在一个大周期内的等效占空比 D 却是变化的 当输入输出电压有波动时 依 靠改变等效占空比 D 来使输出电压达到稳定 当跨过周期数 m 0 时 此时 k 1 功率管在每个周期都导通 则式 1 17 与断续模式下 PWM 调制模式的 输入输出电压关系式相等 1 1 2 CCM 模式下 BUCK 变换器的输入输出电压关系 当 BUCK 变换器工作于 CCM 模式下 其电感电流 iL波形如下图所示 图 1 8 PSM 连续模式下电感电流波形 其中 Ii是大周期开始时的起始电流 Ip1为第一个周期时的峰值电流 Ip2为 第二个周期时的峰值电流 Ipn为第 n 个周期时的峰值电流 同样 IB1为第一个 周期时的波谷电流 IB2为第二个周期时的波谷电流 IBn为第 n 个周期时的波 谷电流 T 为时钟周期 以下计算都假设在理想情况下进行 忽略 Vsat和 VD 功率管导通时电感电流的增加量为 毕节学院本科毕业论文 设计 第 8 页 共 23 页 on Oin upL t L VV i 功率管关断时电感电流的减少量为 off O downL t L V i 一个周期之内电感电流增加量为 1 19 off O on Oin downLupLL t L V t L VV iii 因此可以得到 upLip iII 1 Lpp iII 12 Lppn inII 1 1 LiB iII 1LiB iII 2 2LiBn inII 在 n 个导通的周期和 m 个跨过的周期内 电感上流过的总电荷为 321mnntotal QQQQQQ 1 20 11 2 11 2 1 D L V nmnD L VV nmnTTInm OOin i 在 m n 个周期内 由电荷守恒得 1 21 Tnm R V TnmIQ O outtotal 在导通的 n 个周期内电感电流增加量等于跨过的 m 个周期内电感电流减少量 即 1 22 T L V min O L 把式 1 22 代入式 1 19 得 1 23 inO VD nm n V 1 将式 1 23 代入式 1 20 得 1 24 L V DmnmTTInmQ O itotal1 2 1 2 1 联立式 1 24 和式 1 21 得 毕节学院本科毕业论文 设计 第 9 页 共 23 页 1 25 1 1 2 Dm L VT R V I OO i 1 1 3 混合模式下 BUCK 变换器的输入输出电压关系 当 BUCK 变换器工作于混合模式下 其电感电流 iL波形如下图所示 图 1 9 PSM 混合模式下电感电流波形 其中 Ip1为第一个周期时的峰值电流 Ip2为第二个周期时的峰值电流 Ipn为第 n 个周期时的峰值电流 同样 IB1为第一个周期时的波谷电流 IB2为第二个周 期时的波谷电流 IBn为第 n 个周期时的波谷电流 T 为时钟周期 以下计算都 假设在理想情况下进行 忽略 Vsat和 VD 功率管导通时电感电流的增加量为 on Oin upL t L VV i 功率管关断时电感电流的减少量为 off O downL t L V i 一个周期之内电感电流增加量为 1 26 off O on Oin downLupLL t L V t L VV iii 因此可以得到 upLp iI 1 Lpp iII 12 Lppn inII 1 1 LB iI 1LB iI 2 2LBn inI 在 n 个导通的周期和 m 个跨过的周期内 电感上流过的总电荷为 321mnntotal QQQQQQ 毕节学院本科毕业论文 设计 第 10 页 共 23 页 1 27 11 2 11 2 1 D L V nmnD L VV nmnT OOin 其中 当时电路工作于临界状态 mmm 1mm 在 m n 个周期内 由电荷守恒得 1 28 Tnm R V TnmIQ O outtotal 在导通的 n 个周期内电感电流增加量等于跨过的 m 个周期内电感电流减少量 即 1 29 T L V min O L 把式 1 29 代入式 1 26 得 1 30 inO VD nm n V 1 将式 1 30 代入式 1 27 得 1 31 L V DmnmTQ O total1 2 1 2 1 联立式 1 31 和式 1 28 得 1 32 nm RT L Dmnm 2 1 1 1 2 纹波电压 1 2 1CCM 模式下 BUCK 变换器的输出纹波 图 1 10 CCM 模式下 Buck 变换器输出电压纹波 图 1 10 为电路处于稳态时 CCM 模式下 Buck 变换器输出电压纹波 由图 可知连续状态下 电流 iL会以锯齿波的形式持续上升 n 个周期 Buck 变换器输 出电压纹波为电容器 C 上电流在时间 t1 t2的积分 毕节学院本科毕业论文 设计 第 11 页 共 23 页 1 33 1 21 18 111 2 1 2 1D nmm T LC DV dtIi C dti C V O t t OL t t CO 1 2 2 DCM 模式下 BUCK 变换器的输出纹波 图 1 11 DCM 模式下 Buck 变换器输出电压纹波 图 1 11 为电路处于稳态时 DCM 模式下 Buck 变换器输出电压纹波 由图 可知断续状态下 电流 iL波形与 PWM 波形相仿 只是脉冲控制信号有 m 个周 期被跨过 Buck 变换器输出电压纹波为电容器 C 上电流在时间 t1 t2的积分 1 34 M VV VD DDMDDT LC DV dtIi C dti C V Oin inO t t OL t t CO 2 2121 22 22 8 1 1 2 1 2 1 其中 nm n M 1 3 效率 理想情况下 当仅考虑 Buck 变换器中功率管的开关损耗 忽略其它损耗 且认为每开通 关断一次 功率管能量损耗为恒定的平均开关能量损耗 WLOSS 经理论分析与计算则可得如式 1 35 以及 1 36 给出的 PSM 调制模式下 Buck 变换器的效率 for CCM 1 T RM V W W T nR Vnm W W O LOSS LOSS O LOSS LOSS PSM 22 11 35 for DCM 1 2211 2 1 T L VVVDDD W W OOin LOSS LOSS PSM 毕节学院本科毕业论文 设计 第 12 页 共 23 页 36 2 PSM 与与 PWM 性能比较性能比较 2 1 输入输出电压关系比较 PSM 调制模式下输入输出电压关系式为 for DCM 2 2 max 8 11 2 D n nm V V L in O 1 for CCM 2 max D nm n V V in O 2 PWM 调制模式下输入输出电压关系式为 9 for DCM 2 2 8 11 2 D V V L in O 3 for CCM 2 D V V in O 4 由式 2 1 到式 2 4 可知 在 CCM 模式下 PWM 控制的占空比等于 PSM 调制度与其最大占空比之积 即 D MDmax 而在 DCM 模式下 PWM 控 制的占空比等于 PSM 调制度的开方与其最大占空比之积 即 max DMD 2 2 输出电压纹波比较 PSM 调制模式下输出电压纹波关系式为 for DCM 2 M VV VD DDMDDT LC DV V Oin inO O 2 2121 22 22 8 5 毕节学院本科毕业论文 设计 第 13 页 共 23 页 for CCM 2 1 21 18 1 D nmm T LC DV V O O 6 PWM 调制模式下输出电压纹波关系式为 9 for DCM 2 Oin inO O VV VD DDDDT LC DV V 2 2121 22 22 8 7 for CCM 2 21 8 1 T LC DV V O O 8 由式 2 5 到式 2 8 可知 在电流连续状态下 恒有 m n 1 m 1 成 立 在电流断续状态下 有 0 M 1 所以 无论哪种情况下 PSM 调制模式 Buck 变换器的输出电压纹波都较 PWM 调制模式 Buck 变换器的输出电压纹波 大 且 m 越大纹波越大 2 3 系统效率比较 PSM 调制模式下 Buck 变换器的效率为 for CCM 2 T RM V W W T nR Vnm W W O LOSS LOSS O LOSS LOSS PSM 22 11 9 for DCM 2 2211 2 1 T L VVVDDD W W OOin LOSS LOSS PSM 10 PWM 调制模式下 Buck 变换器的效率为 9 For CCM DCM 2 R V Af R V T R V W W O O O LOSS LOSS PWM 2 2 2 1 11 式 2 9 到式 2 11 是在理想情况下仅考虑 Buck 变换器中功率管的开 关损耗而忽略其它损耗推导出的效率表达式 从上述表达式可知 对于 CCM 模式而言 由于 0 M 2 倍切入转速频率的 时候 当负载增加的时候 占空比马上增加没有延迟 当负载减少的时候 软 加载功能不起作用 3 对发电机缺相的检测 软启动 这一模块功能为 1 提供预励磁功能 从而使发动机容易启动 2 提供启动阶段实现软启动的功能 在电路正常工作时实现软加载功能 避免 当负载突然增加的时候占空比突然增加 造成机械扭矩的突然增加以及发动机 熄火 过热保护 用于对指示灯晶体管以及调节器整体电路温度保护 安全工作期保护 用于对调节器过流 过压 高压警告 低压警告以及欠 压等的保护 错误检测 用于对调节器过压或低压 励磁断路或短路 发电机没有旋转 以及 B 到蓄电池的线断了等错误的检测 逻辑电路 这一模块功能为 1 根据输入 驱动指示灯晶体管 2 在某 些情况下变化调节器励磁占空比 续流二极管 当励磁功率管关闭的时候 给线圈里的电流有一个释放回路 并且构成励磁功率管保护电路 防止励磁绕组产生的自感电动势击穿励磁功率 管而造成调节器损坏 3 1 2 调制模式自动转换理论分析 在图 3 1 中 PWM 控制模块由系统时钟 计数器 D A 转换器 脉冲发生 器 加法器 比较器 1 和 RS 触发器构成 PSM 控制模块由比较器 2 D 触发 器 1 D 触发器 与门 1 与门 2 以及或门构成 PWM 调制模式到 PSM 调制模 式的自动转换是通过检测比较器 1 的输出占空比来实现的 脉冲发生器分别产 生占空比 低电平占空比 为 3 125 6 25 以及 12 5 的脉冲信号 占空比 为 3 125 的窄脉冲信号用以控制 RS 触发器和 D 触发器 2 占空比为 6 25 的 脉冲信号用以控制逻辑电路 在某些情况下变化调节器的最小占空比 占空比 为 12 5 的脉冲信号用来控制 D 触发器 1 以及与门 1 比较器 1 和比较器 2 的 输出分别连接到 D 触发器 1 和 D 触发器 2 的 D 端 当比较器 1 输出的占空比 低电平占空比 大于 12 5 时 比较器 1 输出 信号与占空比为 12 5 的脉冲信号相与后得到的也是比较器 1 输出信号 RS 触 发器的输出信号为比较器 1 输出信号的反相 因为 D 触发器 1 和 D 触发器 2 都 毕节学院本科毕业论文 设计 第 19 页 共 23 页 是上升沿触发 所以 D 触发器 1 的 Q 端输出低电平 反相后为高电平 此时不 管 D 触发器 2 输出什么信号 或门的输出都为高电平 再与 RS 触发器的输出 相与后得到的是 PWM 控制信号 当比较器 1 输出的占空比 低电平占空比 小于 12 5 时 比较器 1 输出 信号与占空比为 12 5 的脉冲信号相与后得到的是占空比为 12 5 低电平占 空比 的脉冲信号 RS 触发器输出占空比为 12 5 高电平占空比 的脉冲信 号 D 触发器 1 的 Q 端输出高电平 反相后为低电平 1 当输出电压大于稳 定电压时 D 触发器 2 输出低电平 此时或门输出低电平 将与门 2 封锁 使 电路跨过一定的时钟周期 2 当输出电压小于稳定电压时 D 触发器 2 输出 高电平 此时或门输出高电平 与门 2 输出占空比为 12 5 高电平占空比 的脉冲信号 如此循环 形成 PSM 调制模式 直到比较器 1 输出占空比大于 12 5 电路退出 PSM 调制模式 进入 PWM 调制模式 3 2 整体电路仿真分析 PWM PSM 功能仿真结果如图 3 2 和图 3 3 所示 由图 3 2 可知 当输出 电压从 13 5V 变化到 14 5V 然后又变化到 15 5V 的过程中 调节器取样输出电 压从 2 79V 变化到 3V 然后又变化到 3 21V 此时比较器 1 输出占空比大于 12 5 采用 PWM 调制模式 其输出占空比从 71 875 变化到 50 然后又变化到 28 125 由图 3 3 可知 当比较器 1 输出占空比小于 12 5 时 首先让功率管 导通 12 5 占空比 因为实际导通占空比比稳定所需占空比大 所以输出电压 升高 当过滤掉几个脉冲后 输出电压下降 此时又让功率管导通 12 5 占空 比 如此