反激式开关电源原理与实用参考设计模板.doc

反激式变换器原理与实用参考设计模板【概要】：本文主要详细讲解开关电源技术之反激式变换器拓扑的工作原理、工作模式、以及反激变压器设计模板，并着重说明反激变换器的设计注意事项。本文实用性比较强，在确定设计条件后，依据变压器设计模板一步步计算，新手也可完成变压器设计，对有经验设计者也可起到一定的借鉴作用。 一、反激变换器概述：反激式转换器又称单端反激式或Buck-Boost转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。 在反激变换器拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。 优点： a. 电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求； b. 输出电压可升可降，输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，一般可实现交流输入85265V间，无需切换而达到稳定输出的要求； c. 转换效率高，损失小； D. 变压器匝数比值较小。 缺点： a. 输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制，通常应用于中小功率300500W以下；b. 反激变压器实质上是耦合电感，既变压又储能，在电流连续(CCM)模式下工作时，有较大的直流分量，需防止磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大；c. 变压器有直流电流成份，且随着负载变化会工作于CCM / DCM两种模式, 故变压器在设计时较困难，反复调整次数会较多。二、反激变换器工作原理简述：以隔离反激式转换器为例（如上图），简要说明其工作原理：当开关管VT导通时，变压器T初级Np有电流 Ip，并将能量储存于其中(E = Lp*Ip2/ 2)。由于初级Np与次级N2极性相反,此时次级输出整流二极管D反向偏压而截止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，变压器原边绕组电压反向，此时输出整流二极管VD正向导通，负载电流Io 流经输出整流管。反激式变换器之稳态波形如下图（CCM）：由图可知，开关管Q导通时间 Ton的大小将决定Ip、Vds的幅值: Vds(max) = Vin/ 1-Dmax 。（其中Vin : 输入直流电压；Dmax : 最大占空比Dmax = Ton / T ）。由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax0.5，在实际应用中通常取Dmax = 0.45，以限制VDs(max) 2Vin。开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据磁势平衡原则即原副边安匝数相等 NpIp = N2I2可导出等式： Id= Ip = I2/ n (nNp/N2)。在临界连续模式下：原边电流峰值Ipk：Ipk =2Po / (VinDmax)（: 转换器的效率）。推导过程如下：Po = Lp *Ipk2 * / 2T。Vin = Lp *Ipk*f / Dmax 或Lp = Vin*Dmax /（Ipk*f） 说明：Vin: 最小直流输入电压；Dmax : 最大占空比；Lp : 变压器初级电感 ；Ip : 变压器原边峰值电流 ；f : 转换频率 由上述理论可知，转换器的占空比与变压器的匝数比受限于开关管耐压值与最大漏极电流，而此两项是导致开关管成本上升的关键因素，因此设计时需综合考量做取舍。 三、工作模式简述： 1.工作模式介绍：反激变换器分两种工作模式：DCM和CCM，实际工作时，随负载变化，一般都跨越这两种工作模式。(1)电感电流不连续模式DCM (discontinuous Current Mode)或称“完全能量转换”: Ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (Toff)中都转移到输出端。 (2).电感电流连续模式CCM ( Continuous Current Mode) 或称“不完全能量转换”: 储存在变压器中的一部分能量在Toff末保留到下一个Ton周期的开始。 当变换器输入电压Vin在一个较大范围内发生变化，或是负载电流Io 在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式，因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作。但在设计上是比较困难的，通常采用DCM /CCM临界状态作设计基准，并配以电流模式控制PWM的方法来设计的。在稳定状态下，反激变压器磁通增量在ton时的变化必须等于在toff时的变化，否则会造成磁芯饱和。故 = Vin*Ton / Np = Vs*Toff / N2，即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝的伏特/秒值。变压器伏秒平衡公式： 故根据变压器伏秒平衡原则，可推导出DCM/CCM工作模式下的输出电压计算公式： 2.两种工作模式的区别：DCM和CCM工作状态下的变压器初级电流波形如下图（分低Vin和高Vin情况）由上图的DCM与CCM的电流波形可以看出：DCM状态下能量完全转移，在开关管导通期间，具有较高的原边峰值电流，这是因为初级电感值Lp相对较低之故,使Ip急剧升高，其负面影响是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关管必须具有高电流承载能力，方能安全工作。 在CCM工作状态中，原边峰值电流较低，但开关管在导通时有较高的漏极电流值，因此导致开关管高的开通损耗，同时为达到CCM，就需要有较高的变压器原边电感值Lp，由于要在变压器磁芯中储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其它系数是相等的。 四、反激变压器设计模板步骤1： 确定设计条件首先需要确定：输入电压范围，直流输出电压Vo，输出功率Po，效率，开关频率fs，控制芯片和最大占空比Dmax；根据设计条件，估算最低直流输入电压Vin(min)和最高直流输入电压Vin(max)，对于有PFC的电路，只需考虑PFC后BUS电压即可。计算变换功率为： 初级最大输入电流为：Iin=Pin/(Vin(min)* Dmax)步骤2：磁芯选择选取材质：一般选取TDK的PC40、TOKIN的2500B2、SIEMEN2的N67，或等同材质。查磁芯资料表可得到Bsat和Br值，工作磁密可取2Bsat/3。选取磁芯大小：磁芯大小的选取跟很多因素有关，例如磁芯材料特性、变压器形状、温升、工作环境、传输功率、开关频率等等。在选取了磁芯大小之后，可以根据该磁芯的资料查得磁芯有效面积Ae和窗口面积Aww。下面给出一个可供参考的表格：（如下表所示）方 案负载功率(W)建议效率建议频率建议磁芯PWM IC+MOS管0100.75100130kHzEEL16PWM IC+MOS管 10200.75100130kHzEEL19PWM IC+MOS管20300.75100130kHzE128PWM IC+MOS管20300.860100kHzEF25PWM IC+MOS管 30500.860100kHzEER28PWM IC+MOS管 50700.860100kHzEI35PWM IC+MOS管 701000.856080kHzE36/18/11PWM IC+MOS管 1001500.856080kHzEER40PWM IC+MOS管 1500.854080kHzE42,E55步骤3：变压器原边匝数计算计算最大导通时间ton(max)=Dmax/fs输入电压最低时导通时间为最大导通时间，因此一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系为 或 （保守）或 【设计说明】：若在开机瞬间或者瞬加负载的条件下，当输入电压较高时，电路会以宽脉冲以提供功率。这样，输入电压和脉宽都同时为最大情况下，即使只是短暂的时间，但会使变压器出现饱和而引起失控。变压器若按高输入电压、宽脉冲设计，增加原边线圈匝数可解决变压器饱和现象,但这种设计虽然可靠，但是降低了变压器效率，而且在输入电流大的情况下，因为要求导线比较粗，很可能导致出现无法绕下的情况。一般来说，我们设计时总是偏向保守一点的，因此建议可以考虑使用额定输入电压来计算原边匝数。为了不致于出现磁路饱和，每个开关周期工作磁通都能复位，因此： 1.单端反激式变换器开关变压器的铁芯都带有气隙 。2.原方绕组电流实现脉冲限流控制。步骤4：变压器副边匝数计算考虑副边整流二极管压降按1V计。副边匝数为计算副边绕组反激电压为V/匝其他绕组匝数为 （Voutn为第n个绕组的输出电压）绕制说明：若原边匝数较多，应采取夹绕以增加耦合，减小漏感。步骤 5: 计算原边电感量设定电感电流波形如右图所示：取谷值电流Ip1为峰值电流Ip2的三分之一，则Im=Ip2-Ip1=2Ip1最大平均直流输入电流Iin=Pin/Uin(min)Im=Iin/Dmax原边最小电感量计算公式：取值说明:考虑到冗余，一般来说Lp实际应用时取计算值的1.5倍。 磁芯气隙长度计算公式：步骤6：核算磁感应强度核算交流磁感应强度 核算直流磁感应强度核算最大磁感应强度 若选取磁芯BsatBmax，则满足要求。步骤 7： 选取导线开关频率fs时的穿透深度选取导线的直径F2D，查阅导线资料，得到截面积