DCDC变换器中磁性元件的设计

DC/DC 变换器中磁性元件的设计 目目 录录 摘 要.1 ABSTRACT.1 1 绪纶.1 1.1 变压器设计概述 .1 1.2 电感设计概述 .3 1.3 磁集成技术简介 .4 1.4 本文选题意义和研究的内容 .4 2 DC/DC 变换器磁性元件设计理论及其设计方法 .5 2.1 磁性元件损耗、漏磁、散磁分析及其设计原理 .5 2.2 DC/DC 变换器磁芯工作状态.7 2.3 各类 DC/DC 变换器中磁性元件设计方法 .8 2.4 磁性元件结构和工艺设计 .12 3 磁集成技术 .13 3.1 集成磁件的分析方法 .13 3.2 集成磁件具体应用磁件的集成 .15 3.3 磁集成方式 .16 4 ZVS-ZCS 三电平 DC/DC 变换器中磁性元件设计 .17 4.1 ZVS-ZCS TL 工作原理和磁件参数计算.18 4.2 磁性元件设计 .19 4.3 实验验证 .23 5 结 语.24 致 谢.25 参考文献.25 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 1 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 摘 要： 磁性元件是 DC/DC 变换器中的关键部分，它决定了变换器体积效率等多方面性能。本文结合 几种典型的 DC/DC 变换器归纳了磁性元件分析与设计的方法，得出了磁性元件设计原理；对 DC/DC 变换器（正激式、反激式、半桥全桥以及推换式）按磁芯工作状态分类，分别介绍了 各类磁性性元件设计过程；并对磁件结构和工艺进行了研究;而后分析了集成磁件分析与建 模方法，以及磁件集成的推导过程。最后结合 ZVS-ZCS 三电平 DC/DC 变换器对磁性元件进行 了设计，介绍了具体设计过程以及三电平变换器。 关键词： 磁性元件、DC/DC 变换器、磁集成技术、三电平、倍流整流。 Abstract: Magnetic element is one of main parts in DC/DC converter, which determines several kinds of performance of converters such as volume and efficiency. This paper summarizes the means of designing and analyzing magnetic components and obtains the designing principle .According to different functional modes of magnetic core of DC/DC converters (Forword, Flyback,Half bridge,Full-bridge and Push-pull converter ) ,various designing process are presented respectively . Then it analyzes the structure of magnetic components and crafts. The methods of modeling and deducing of integrated magnetic elements are also presented. In addition, it designs the magnetic components and introduces TL converter combining ZVS-ZCS TL DC/DC. Keywords: Magnetic, DC-to-DC converter ,Magnetic integration, Three level converter ,Current double rectify 1 绪纶 磁性元件是开关电源中重要的组成部分，它是能量储存与转换、电气隔离与滤波的主 要器件。它从以下几个方面影响了变换器的整体性能：磁性元件是影响变换器体积和 重量的主要因素磁性元件参数的选取直接影响变换器的输出电流脉动和动态性能磁 性元件直接影响变换器效率磁性元件寄生参数直接影开关管的电流应力和压降 因此开关变换器设计的成败很在程度上取决于磁性元件的设计正确设计和制作。磁性 元件设计涉及诸多因素，设计结果不唯一，正确的设计不仅包括参数的计算，还包含结 构、工艺设计等问题。 高频化、平面化、集成化、混合化是高频磁技术发展的趋势。常用提高频率的方法来 减小磁件的体积、重量、改善滤波性能；但是频率的提高会受到整机效率的限制，高频 时为了减小磁芯损耗，要降低磁通摆幅，所以磁芯利用率不高限制了磁性元件体积的减 小。为了进一步减小磁件的体积和损耗，同时保证整机的性能，从而提出了磁集成技术。 1.1 变压器设计概述 要使变压器效率高、体积小、成本低、寄生参数影响少，必须科学合理的设计变压 器。在给定绝缘等级和应用环境条件下，选取较高的B 值，可以减少匝数，但磁芯损 耗Pc 增加；线圈匝数减少，导线电阻减少，线圈损耗PW 下降；反之，Pc 增加，而PW 减 少，当PWPC 时变压器损耗最小，体积也最小。因此要选用最合适的磁性材料和磁芯型 号。为了减小漏感、激磁电感等寄生参数，就得采用合理的结构和制作工艺. DC/DC 变换器中磁性元件的设计 2 1.1.11.1.1 变压器设计过程变压器设计过程 首先确定设计参数，选择磁芯；再确定原副方匝数及线径，计算损耗和温升并校验； 最后进行结构和工艺设计. 所要确定的设计参数有：开关频率、输入电压、输出电压/电流、温升和最大损耗 限制、占空比限制工作条件等。 按开关变换器特点和磁芯不同的工作状态选择磁芯材料和形状. 根据磁芯在变换器中四种不同工作状态：有直流偏磁的单向磁化，无直流偏磁的单 向磁化，双向磁化和饱和电感磁化变换器.将磁芯工作状态分为四类. 软磁材料的主要性能参数及主要应用方向如下表: 表 1.1 磁性材料性能及主要参数 不同磁芯结构特点如下： 表 1.2 不同结构磁芯特点 选择磁芯型号的方法： Ap 法：由公式计算出 Ap 值，根据 Ap 并留一定余量选 1 41 10 Ap X T ofwwj P K K f B K 取磁芯型号。窗口使用系数 K0一般取 0.4；波形系数 Kf为 4/4.44;电流密度系数 Kj 查表 可得； 工作频率 fw已知。 PT为视在功率，按变压器结构和效率确定。工作磁感应强度 Bw 按工作态和所用磁性材料确定。受饱和磁感应强度和磁芯损耗限制。与工作频率和温 度有关，一般的铁氧体材料 Bw取值为 25kHz25kHz3000Gs50kHz3000Gs50kHz2000Gs100kHz2000Gs100kHz 1500Gs200kHz1500Gs200kHz1000Gs1000Gs 磁芯优点缺点 EE 型磁芯具有较大矩形截面积，宽窗口，形状简单，制造 容易，扩展功率容易，可作为大功率变压器磁芯。 矩形截面粗导线绕线 困难和窗口利用差。 ETD 型和 EC 型磁芯 具有圆形中心柱截面，绕线匝长较矩形截面短。 易于实现机械化。宽而大的窗口，耦合好，相同 处理功率情况下可得到最佳的尺寸和重量. 但不能象矩形截面宽 展功率 P（罐）型 磁芯 罐型磁芯具有优良的磁屏蔽性能，线圈长度短。 适用于低功率。 出线缺口小、出线困 难同时高压隔离难。 环型磁芯宽的窗口，散磁通少，线圈耦合好，散热也好。但绕线困难。 材料 硅钢片 金属磁粉芯 叵莫合金 非晶微晶 Mn-Zn Ni-Zn 应用频率(Hz) 50-1k 1k-100M 300 300 300 200-600 120-250 120-450 主要应用 变压器 电抗器 电感 音频变压器 脉冲变压器 变压器 电感 变压器 电感 变压器 电感 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 3 图 1.3 铁氧体材料特性曲线 Kg 法，a 为电压调整率。根据 Kg 值 224 10 2 T sw P Kgf B aKe 2 f 其中: Ke=0. 145K 查表与 Ap 法类似。 查表法，根据变换器输出功率 Po 和变换器种类，直接用厂家提供的磁芯选择图或 表进行选择。 经验设计法，开关电源变压器选择铁氧体磁芯体积的一般经验：按 100kHz 以内普 通变压器 3-10W/g、100-500kHz 平板变压器 10-20W/g 选择；变压器功率越大，体积越 大，取值可以越大；变压器工作频率越高，取值可以越大；散热条件越好，取值可以越 大。原副方匝数及线径。 原方匝数按或确定。再按主电路拓扑计 minmaxVsTon Np BAe 1 fswe V Np K f B A 算匝比 K，从而得出副边匝数。其中要根据图 1-1、图 1-2 按磁芯损耗和饱和限制选B 取， 导线型号确定.电流密度 J 一般取 4-6.5A/mm2,还要考虑集肤效应.当导线截面积小 于集肤深度时，交流电阻与直流电阻比值很大，线圈损耗大，导线利用率低。要用多根 细导线并联。 损耗、温升及最大磁感应强度计算并校验。变压器损耗包括磁芯损耗 Pc和线圈损 耗 Pac + Pdc。Pc按图 1-1b 比损耗曲线由磁通摆幅频率得到比损耗 k, Pc=kVe。 Pac=I2Rac,Pdc=I2Rdc.Rdc由所用导线长度和电阻率得出，Rac与 Rdc的比值和集肤深度 有关。温升，为热阻系数，P 为变压器总损耗。再计算最大磁感应强度看 th TR P th R 是否饱和。 变压器结构和工艺设计。 12 电感设计概述 电感设计方法与变压器设计方法类似，一般工作在 I 类状态。直流分量大，交流分 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 4 量小。线圈损耗远大于磁芯损耗，防止磁芯饱和是考虑的主要因素。因此常选择铁氧体 材料开气隙或用磁粉芯制作电感。 体积最小，成本最低的电感是设计追求的目标。体积最小意味着磁芯利用最好，损 耗最小。在特定的应用条件下，最佳磁芯利用率（最小体积）与最佳气隙长度有关（分 布气隙的磁粉芯是有效磁导率e）。磁芯利用最好，就要求磁芯工作在最大磁通密度 （受饱和磁感应或磁芯损耗限制）和最大线圈电流密度（受线圈损耗限制）时最佳气隙 长度，才能获得最小的磁芯尺寸。所以电感设计就是要寻求最佳气隙长度（对于磁粉芯 求最佳e）。 1 12 21 1用铁氧体开气隙设计电感用铁氧体开气隙设计电感 电感器设计的任务主要是在满足给定的性能指标的前题下，确定最好的铁心结构、 最小的几何尺寸、恰当的绕组匝数、导线截面积和气隙长度等。 用Ap法选择磁芯型号，根据公式确定匝数, 22 max 10 , max L I NLuH Aecm BAe 由电感值来确定气隙长度,。 g l 2 0.4 e e g r N A L l l 1 12 22 2用磁粉芯设计电感用磁粉芯设计电感 根据经验按kW 以上：W/cm31kW：0 W/cm3kW 以下： W/cm3 选取磁芯，由来确定线 1 1 2 2 2 0 0 ree ere N ALlL LN lA 电感系数 圈匝数，由于电磁导率会随直流磁化强度增大而减小，所以其中 L 值要用所给值的 0 L/0.75 左右手来计算。 1.3 磁集成技术简介 磁集成技术 IM（integrated magnetics ）是将变换器中的多个分立的磁件从结构上集 中在一起，绕制在一副磁芯上。采用磁集成技术能够减小磁件的体积、重量，甚至还能 减小电流纹波、降低磁件损耗、改善电源动态性能，对提高电源功率密度有重要意义。 磁集成研究的内容主要是磁件的分析与建模、具体应用两方面。 1.4 本文选题意义和研究的内容 1.4.11.4.1 本文选题的意义本文选题的意义 1.磁性元件是 DC/DC 变换器中最关键的部件之一，它决定了变换器体积效率等多方面 性能，研究磁性元件有有利于变换器的整体优化设计。 2磁性元件设计要综合考虑体积、重量、成本、寄生参数等因素,它关系到变换器设 计的成败。本课题对磁性元件设计作了系统的归纳和总结，有利于设计出正确合理的磁 件，为进一步研究变换器打下了基础。 3对磁集成技术的研究与应用，有利于开发出低损、高效、轻量小型化的磁性元件. 1.4.21.4.2 本文的内容本文的内容 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 5 第一章绪论对磁性元件设计的相关的内容进行了概述。阐明了电感和变压器设计的 一般方法，归纳了磁性材料知识以及变换器工作特点并简要介绍了磁集成技术。 第二章给出了磁件分析与设计的方法，得出了磁性元件设计原理；并对 DC/DC 变换 器（正激式、反激式、半桥全桥以及推换式）按磁芯工作状态分类，分别介绍了各类磁 性性元件设计过程；最后对磁件结构和工艺进行了研究。 第三章分析了集成磁件分析与建模方法，以及磁件集成的推导过程。 第四章结合 ZVS-ZCS 三电平 DC/DC 变换器对磁性元件进行了设计，介绍了具体设计 过程以及三电平变换器。 第五章对本文作出了总结 2 DC/DC 变换器磁性元件设计理论及其设计方法 2.1 磁性元件损耗、漏磁、散磁分析及其设计原理 2 21 11 1 磁芯损耗分析磁芯损耗分析 铁磁物质在交流磁化过程中，因消耗能量发热，磁材料损耗功率(Pt)由磁滞损耗(Ph)、 涡流损耗(Pe)和剩余损耗(Pc)组成：Pt=Ph+Pe+Pc。在低频时，磁芯损耗几乎完全是磁滞损 耗；高频时涡流和剩余损耗占主要部分，由此低频时材料的饱和磁感应强 a Tm Pf B V 度是限制因素。高频时，磁心损耗是限制材料高频应用的主要因素，工作区磁感应强度 远离饱和磁感应强度，饱和磁感应强度的大小不是主要因素。 2 21 12 2散磁通和漏磁通分析散磁通和漏磁通分析 （1）散磁通是部分通过磁芯经过周围空气路径闭合的磁通。如果是电感线圈，它 是电感磁通的一部分；如果是变压器为部分或全部不与次级耦合的磁通，可能是主磁通 的一部分，其余是漏磁通，也可能全部是漏磁通。 在磁路中两点之间有磁位差，在两点之间就可能产生磁通。根据磁位分布图，可以分 析散磁场的分布。如图2-1: 图2.1 E型磁芯中柱、边柱有气隙和只中柱有气隙磁位图 其中： xxcx UFU x xN FI l cx IN UHdxx l x 0 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 6 Uxx 点相对于参考点的磁位差； Fx0x 段磁路所匝链的线圈磁势； Ucx 0x 段磁芯的磁阻压降。 （2）漏磁通只与激励线圈N1匝链，不与N2链合的磁通。漏磁通的大小与线圈间 耦合紧密程度、线圈绕制工艺、磁路的几何形状、磁介质性能等因素有关。 对E型磁芯变压器，漏感与初级匝数的平方成正比，与窗口高度成反比，线圈间的间 隔越小漏感也越小。 2 21 13 3 磁件设计原理 （1）高频变压器设计原理 Ap 法是最常用的方法，先求出滋芯窗口面积 Aw 与磁芯有效截面积 Ae 的乘积 AP（称面积乘积） 。根据 AP 值，查表找出所需磁性材料之编. Ap 法公式推导如下： 原边 Np 匝，副边 Ns 匝的变压器，根据定律 1fspwe VK f N B A 1 1122 0 0 12 p fswe w wppss fswefswe ps V N K f B A VIVI K A K AN AN A K f B A JK f B A J II AA JJ 1 1 122 41 0 0 10 X we T fse wep Xfjsw jwe V IV I A A P K K f A J A AA K K K f B JKA A 开关工作频率(Hz)； Bw工作磁通密度(T) s f Ae磁芯有效面积(m.m) ； Ko窗口使用系数 波形系数有效值与平均值之比正弦波时为 444，方波时为 4 f K 原边绕组每匝所占用面积； Aw铁芯窗口面积； p A 副边绕组每匝所占用面积； J 为电流密度； s A Kj电流密度比例系数； X常数，由所用磁芯确定。 （2）电感设计原理 面积乘积(Ap)公式推导 电感有 we d BSdid LNNLINB A dtdtdt 两边积分得 2 2 0 0 wwew w w X j LILI NNI LI B AeB AeA AAp B JK NIJK A JK Ap 1 241 0 10 X wj LI Ap B K K DC/DC 变换器中磁性元件的设计 7 磁芯窗口面积 Aw 与磁芯截面积 Ae 的乘积 AP 与可电感储能值，与工作磁感应强度 Bw，电流密度 J，窗口面积使用系数有关。上式说明合理选择 Bw、J、L、值电流 I 会产 生合适的温升。因此，产生了按 AP 设计电感器的方法。 电感值计算公式 a)磁路闭合时：，为磁路有效长度。 2 0re m NA L l m l b)有气隙长 Lg 时电感为：；当远在于时： 2 8 0.4 10 e m g r N A L l l g l m r l 2 8 0.4 10 e g N A L l 2.2 DC/DC 变换器磁芯工作状态 几乎所有感性器件如电感、变压器、传感器等都离不开软磁材料。它主要包括铁氧体 软磁材料和金属软磁材料，具有不同的特点。要结合变换器工作状态和材料特点按工作 频率范围、工作磁感应强度、磁导率、损耗温升限制、以及环境价格来选择。 根据磁芯在变换器中四种不同工作状态：有直流偏磁的单向磁化，无直流偏磁的单向 磁化，双向磁化和饱和电感磁化变换器将磁芯工作状态分为四类.各类工作状态特点及对 磁芯要求如下： I 类工作状态直流滤波电感工作状态(Boost,Buck 电感;推挽/半桥等滤波电感及 反激式变压器芯) 图 2.2 反激式变换器变压器工作状态 工作在电流连续状态下，直流偏磁大，交流分量小，工作在局部磁化曲线上；直流分 量较大，因此产生很大的磁场强度 H，为了不使磁芯饱和，磁芯磁导率不应太高。磁芯 一般采用高导磁材料带有气隙的磁芯或磁粉芯。 II 类工作状态正激式变压器变换器工作状态 图 2.3 正激式变换器变压器磁芯工作状态 磁芯单向磁化工作在第一向限，磁化电流不参与能量传输，在晶体管截止时返回电 源，因此这类磁芯选用高磁导率 ,高饱合磁感应强度s，和低的剩余磁感应强度 Br, DC/DC 变换器中磁性元件的设计 8 变压器磁芯常留一小的气隙可大大降低r III 类工作状态磁芯双向交变磁化（推挽式、半桥、全桥变换器工作状态） 图 2.4 推换式变换器磁芯工作状态 磁芯的磁感应在半周期内变化 2Bm。在损耗允许的情况下，Bm 取值越高，磁芯的 体积较小；频率越高磁芯损耗越大；工作在此类的磁芯材料应具有高的电阻率，低的 Br 及高的饱和磁感强 Bs,为减少磁芯存储能量，磁芯应有尽可能高的磁导率。 2.3 各类 DC/DC 变换器中磁性元件设计方法 2.3.12.3.1 单端反激式变压器和电感设计单端反激式变压器和电感设计 反激式变压器磁芯和 Boost,Buck 电感;推挽/半桥等滤波电感磁芯都处于 I 类工作状态 对磁芯有共同的要求。 2.3.1.1 反激式变压器设计 (1)反激式变换器特点中变压器还具有储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为了防止磁芯饱和，需要加气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时， 由于漏感储能释放将引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电 流峰值大，CCM 模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此还必 须用箝位电路来限制反激式变压器功率开关电压和电流应力。 (2)单端反激式变压器设计 1)选择磁芯大小 : 法:计算出变压器传输功率 P, 根据传送功率与尺寸(体积)各种形式的关系图选择 磁芯 法:用 Ap 法经验公式: K 取 0.2 1.143 1.11 i p s P A KfB 2)计算 Tonmax 确定 原边绕组开关晶体管的最大导通时间对应在最低输入电压 Umin和最大负载时发生。 3)选择工作时磁通密度值(振幅)一般考虑磁芯损耗按比损耗曲线（如图 1-1b） ac B 选择 100mW/cm3左右时的 4)汁算原、副边匝数 因为作用电压是一个方波，一个导通期间的伏秒值与原边匝数关系 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 9 式中 Np原边匝数；Vs原边所加直流电压(v)；导 maxson ace V T Np B A maxon T 通时间;Ae磁芯有效面积(mm2)。计算各副边匝数 Ns，使原副边绕组每匝 p N Ns k 伏数相等。 5)确定磁芯气隙的大小 气隙的作用： 带气隙的磁芯在一个更大的磁场强度 H 值下才会产生磁饱和，因此磁芯可经受一 个更大的直流成分； 当 Ho 时，Br 更小，磁芯的磁感应强度 B 有一个更大的可用工作范围B； 有气隙时，导磁能力降低，导致每匝的电感减小，绕组总电感值减小。但气隙的存 在减少磁芯里直流成分所产生的磁通； 可根据气隙大小调整来选定能量传递方式。 气隙大小计算： 2 07 0 410 pe g p NA l L ， Lg气隙长度(mm)Np原边匝数；Lp原边电感(mH)；Ae磁芯面积(mm*2). 6)检测磁芯是否饱和。 计算交流磁通产生磁感应强度变化幅值 Bac。使用磁感应强度与直流电流相关的关 系计算直流成分 Bdc 假设所有的磁阻都集中在气隙 式中： son ac p Vt B N Ae 0max 3 10 pdc dc g N I B l 410*-7(Hm); Np原边线圈匝数； 0 有效的直流电流，开始导通时的电流幅值(A); maxdc I 气隙长度（mm）; 直流作用的磁感应强度(T)。 g l dc B 交流和直流磁感应强度相加之和得到磁感应强度最大值 max 2 ac dc B BB 7)原、副边绕组线圈尺寸： 导线截面积=电流密度 J导线电流有效值 穿透深度，电流密度 J 一般取 4-6.5A/mm2，也可按计算。 2 fr X jwe JKA A 导线直径要少于两倍穿透深度。 8)损耗、温升计算，窗口面积校验 变压器损耗包括磁芯损耗 Pc和线圈损耗 Pac + Pdc。Pc按图 1-1b 比损耗曲线由磁通摆 幅频率得到比损耗 k, Pc=kVe。 ac B Pac=I2Rac,Pdc=I2Rdc.Rdc由所用导线长度和电阻率得出，Rac与 Rdc的比值和穿透深度 有关,一般取。温升，为热阻系数查表可得，P 为变压器总损耗。 acdc RR th TR P th R 由导线截面积和匝数可得导线实际面积，与窗口面积 Aw 比较是否满足要求。 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 10 2.3.1.2 电感设计方法 （1）用 Ap 法铁氧体开气隙 法：用选择磁芯；然后算出电流密度根据 J 来 1 241 0 10 X wj LI Ap B K K X j JK Ap 确定导线截面积 AX，由确定匝数；再由加修正值 0.4 w X A N A 2 8 0.4 10 e g N A lcm L 确定气隙长度；最后校检。 法:用 Ap 法经验公式: 当饱和限制了最在磁通密度时： 43 max1 spFL LI I Ap BK 当磁芯损耗严重，损耗限制磁通摆幅时： 类型单线圈电感多线圈滤波电感BuckBoost 电感反激式变压器 K10.030.0270.0130.0085 K20.0210.0190.090.006 ISp最大峰值短路电流（A）； Bmax饱和限制的最大磁通密度（T）； I初级电流变化量（A）； Bmax最大磁通密度摆幅（T）； IFL满载初级电流有效值。 然后用确定匝数，气隙以及其它同法. 22 max 10, e e L I NLH Acm BA 匝 （2）用磁粉芯设计电感 磁粉芯可以用磁环设计电感不用开气隙，可用电感系数来确定匝数。其它部骤与铁氧 铁类似。 2.3.22.3.2 正激式变换器变压器设计正激式变换器变压器设计 正激式变换器变压器磁芯工作在第类工作状态，需要加磁复位绕组.设计方法如下： 1)根据功率选择磁芯或根据功率选择磁芯 1.143 1.11 i p s P A KfB 输入功率 Pi=P/,式中:K系数取 0.15;B选定磁感应强度增量。 由 Ap 值查表得磁芯型号. 2)计算原、副绕组的匝数 按最低输入直流电压 Vmin 的承受伏秒值计算所需的最小匝数。 ,其中; mins pmim VTon N BAe f D Ton max 4 3 4 2 cm K I B IL AAAP FL max CW DC/DC 变换器中磁性元件的设计 11 按输入电压为最小值 Vsmin 时，副边仍有正常输出直流电压 Vo 来计算 k。 k=(Vo+Vd)/(VsminDmax) 式中: k副边与原边匝比； Vd输出回路二极管和电感压降(V)；Vsmin输入电源电压最小值(v). 计算副边匝数 Ns=kNp 3)求原边有效值电流 Ip=Pi/(VsminKt),Kt=0.71 为输入最大电流与有效值电流之 比. 4)线径的确定 线径=有效值电流 I/电流密度 J J 随铁芯 AP 值而定，原边绕组截面积 Sp=Ip/J,导线直径 X jwe JKA A r 为原边绕组并联根数.同理可得副边绕组截面积 4 1 p S d r 5)检查原、副边绕组占用窗口面积，一般不得超过 40%。计算铜耗 Pw,铁耗 Pc,温 升 t. 2.3.32.3.3 半桥、全桥和和推换式半桥、全桥和和推换式 DC/DCDC/DC 变换器变压器设计变换器变压器设计 半桥、全桥和和推换式变换器磁芯都处于第类工作状态，有许多共同问题要考虑。 以推换式变换器的设计过程加以说此类变换器的设计思路。 2.3.3.1 设计中考虑的基本问题 1.此类变换器都有偏磁的可能。如果两晶体管开、关速度不等，将导致变换器正 负伏秒值不等，即用不平衡的波形驱动变压器，发生偏磁致使磁芯饱和并产生过大电流 流过晶体管。其防制方法是串联耦和电容改善。 2.要用软起动防止双倍磁通效应。 3.频率的确定。开关频率对电源的体积以及特性影响很大,必须综合考虑。 4.最大占空比 Dmax 的确定。最大占空比 Dmax 是设计电路时的重要参数,选为 0.400.45 较为适宜。 5.磁芯和最佳磁感应强度选择。 全桥变换器两个半周期都用同一个原边绕组,磁芯和绕组使用率都很高,为了减小磁化 电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。因此，选高导磁合金材料的磁芯比较合适。 选择最佳磁感应强度。只有变压器线圈损耗与磁芯损耗接近时，变压器才能获得最佳效 率和最小体积。 2.3.3.2推挽式变换器变压器设计方法 变压器设计方法（根据温升限定和最佳效率来设计） 1根据输出功率选择合适的铁芯型号。 铁芯的有效功率额定值由允许温升、占空比、绕组设计、导线类型、绝缘要求及线圈 组成空因素确定的。可见，同一型号的铁芯由于各因素影响不同，容许功率范围可能不 同。 2.了解铁芯特性，确定热阻值 Rth。 已知温升，热阻值，求出变压器的总损耗值. 变压器总损耗PfePcu Rth T P 式中：T相对于环境的温升（） DC/DC 变换器中磁性元件的设计 12 Rth热阻（/W） 3计算磁感应强度： 根据磁芯选择图由功率 P、工作频率和温度就可以选定铁芯并知道磁感应强度峰值 4计算副边绕组匝数 (1)首先要确定副边电压 Vs。Vs 由三部分之和组成:对于大电流低电压输出的变 换器，考虑副边电压降低时仍有正常 Vo 输出，因此输出电压应定为 1.1Vo.输出电压 vo 是经整流二极管、导线、变压器副边绕组得到的，这三种电压降设为 VL。由于变 压器和副边漏电感原因，有效导通时间不可能满 50周期，即在每半周，副边电流从建 立到满值都要经过延时，这就相当于占空比小于 50设为 46，两管为 92，相当 于副边电压需再提高， （为两管导通占空比之和） 。 因此副边绕组电压 nto ftofnto n to 按式计算。每伏最佳匝数s V 08 . 1 )1 . 1 ()1 . 1 ( VLVo nto ftofnto VLVosV 式中：ton导通时间，按占空比 05 计算(us)；B磁感应强度 AeB ton V N 增量； Ae磁芯有效面积(Mn2). (2)则副边绕组匝数为；原边绕组匝数.sV V N Ns(min)Vs V N Np 24 磁性元件结构和工艺设计 2.4.12.4.1 减少漏感的方法减少漏感的方法 变压器漏感不仅与初级和次级线圈相对位置有关，而且与线圈间磁场强度初级匝数， 气隙分部. （1）从磁芯结构上减少漏感 E型磁芯变压器漏感与初级匝数N 的平方成正比，与窗口的宽度l 成反比。因此减少 匝数，选取大的窗口宽度可减少漏感。因环形变压器的窗口宽度比E 型宽得多，相同的 匝数，环形变压器漏感要比E型磁芯小得多 （2）从线圈的位置和结构上减小漏感 如反激变压器采用高磁导率气隙磁芯，由于高磁阻的气隙存在，有一部分磁通只经 过部分磁芯磁路的散磁。当激励线圈的分布和在磁芯长度上的相对气隙位置不同，整个 磁场分布是不同的。从漏磁的观点，首先应当将初级和次级线圈和E 型磁芯一样分布地 绕在一起，采用交错绕。这样可以减小初次级间的磁场强度从而减小漏感，同时线圈之间的 间隔越小，漏感也越小，但会增加线圈间电容。 2.4.22.4.2 减少集肤效应、邻近效应影响减少集肤效应、邻近效应影响 因集肤效应使导线的有效截面积减少，交流电阻Rac 增加，当导线直径大于两倍穿透 深度2时，交流电阻与直流电阻之比可表示为: ； 2 22 2 1 22 dc ac d R R dd DC/DC 变换器中磁性元件的设计 13 2 fr 因邻近效应初级第n 层内表面最大电流是低频电流的n倍，其外表面反向电流是低频 电流的n-1 倍。如果电阻相同，n 层的损耗是它的第一层损耗(n-1)2n2)倍。所示邻近效 比集肤效应引起更严重的交流损耗。可用交错绕来降低。 图2.7 交错绕与多层线圈邻近效应 因邻近效应即使导体不是线圈的一部分或不处在工作位于初次级之间高磁场强度区时 也会引起损耗。称为无源损耗。可通过将线圈放置到高交流磁场区外;交错和采用宽窗口 的磁芯，减少磁场强度；采用更薄导体避免。因此推换式变换器绕组的安放应为下图a: 图 2.8 推换变换器绕组布置方式 3 磁集成技术 人们常用提高频率的方法来减小磁件的体积、重量、改善滤波性能；但是频率的提 高会受到整机效率的限制，为了减小磁芯损耗，高频时要降低磁通摆幅，磁芯利用率不 高限制了磁性元件体积的减小。为了进一步减小磁件的体积和损耗，同时保证整机的性 能，从而提出了磁集成技术。 磁集成技术（integrated magnetics IM）是将变换器中的多个分立的磁件从结构上集 中在一起，绕制在一副磁芯上。采用磁集成技术能够减小磁件的体积、重量，甚至还能 减小电流纹波、降低磁件损耗、改善电源动态性能，对提高电源功率密度有重要意义。 磁集成技术所研究内容主要分为磁件的分析方法和具体应用。 3.1 集成磁件的分析方法 3.1.13.1.1 磁路磁路- -电路对偶变换法电路对偶变换法 磁路-电路对偶变换法是通过对偶变换由磁路模型导出电路模型。建立磁件等效电路 模型过程如下： DC/DC 变换器中磁性元件的设计 14 根据磁路欧姆定律得到磁件的等效磁路 用对偶原理 ;NI 磁势对磁通磁阻对磁导；串对并 得到等效磁路对偶图 进行尺度变换得到电流/磁链关系图 由电磁感应定律 和变压器阻抗变换原理得到等效电路 如下图 a 到 e 所示： 3.1 磁路电路对偶变换法 3.1.23.1.2 磁导磁导- -电容类比建模法电容类比建模法 磁导-电容类比建模法是根据磁路参数与电路参数类比关系建模。先用回转器代替绕 组如从下图 a 到 b,再用电流控制电压源代替回转器和类比关系如从图 b 到 c 可以得到电 路仿真模型。 图 3.3 类比建模 表 3.2 类比关系 磁路参数 电路参数 名称符号名称符号 磁势F=NI电压V 磁通变化 率 电流I 磁导 电容C 磁通 电荷Q 类 比 量 磁导率 电导率 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 15 磁路-电路对偶变换法得到的等效电路可分析磁路和电路特性适合于理论分析；磁导 -电容类比建模法简洁并能完整的反映磁件的电路磁路特性，适合于精确仿真研究。 3.1.33.1.3 源转移等效变换法。源转移等效变换法。 源转移等效变换法是在保证磁路等效条件下，将绕组拆分串联移到其它磁柱并且各 绕组匝数和磁通方向不变，得到与原磁件等效的磁件。变换过程如下图： 图 3.4 源转移等效变换 3.2 集成磁件具体应用磁件的集成 磁件的集成可分为不改变磁芯结构的常规磁集成和改变磁结构的磁集成，磁件集成 的具体应用主要有电感与电感集成和变压器和电感集成以及解耦集成。 1 集成磁件 IM 变换器的推导过程和变换。 为了说明 IM 推导过程选介绍解耦集成，再说明推导过程。 （1）解耦集成 解耦集成有两种方法，一种是通过提供公共低磁阻磁路解耦，另一种是通过完全抵 消绕组间的耦合作用解耦. 提供公共低磁阻磁路解耦 如图 a 电感线圈 N1、N2 通过公共磁路形成回路，相互之间基本无耦合。以此类推 n 个磁件至少需要有 n+1 个磁柱来实现多个磁件的集成。这种方法不影响电路性能，但不 同的集成方式会影响公共磁路磁通。 通过完全抵消绕组间的耦合作用解耦 如图 b 电感 1 绕在磁芯中柱，电感 2 由两个绕组串联戏在磁芯两侧.电感 N1 与 N21 产生的磁通方向相反与 N22 相同，电感 2 中柱的磁通只要能完全抵消就能实现完全解耦。 图 3.5 解耦集成 （2）IM 变换器的推导过程 以下图倍流整流（CDR）电路推导变换过程为例说明，将 CDR 主电路拓朴加入磁件得 图 a 分立磁件 DM 电路，再经解耦集成（通过公共磁路解耦）得图 b,经磁路分析当 Ns=NL 公共磁路只有直流磁通没有变化的磁通可以删除中柱化简为图 c.从而得到了集成磁件的 变换器. DC/DC 变换器中磁性元件的设计 16 图 3.6 IM-CDR 推导 （3）IM 的变换 IM 大体有三种变换方法：用源转移等效变换法拆分绕组；根据具体电路进行绕组合 并；改变绕组的联结方式从而改变同名端和耦合方式。 图 3.7 IM 变换 3.3 磁集成方式 从 IM 中磁通作用关系出发，主要有四种磁件集成方式： DC/DC 变换器中磁性元件的设计 17 (1)直流磁通与交流磁通叠加主要用于高频场合的电感与变压器的集成。通过磁 件集成，将电感绕组产生的直流磁通耦合到变压器的绕组中，提高磁心利用率，能有效 地减小磁件体积。 (2)交流磁通在公共磁柱的交错并联或互相抵消用于绕组有相位差的电感与电感 的集成、交变磁通相对方向固定的电感与变压器的集成。可降低磁心公共磁柱的交变磁 密，相应能减小铁心损耗。 (3)直流磁通与直流磁通互相削减这种集成方式有利于磁件体积的减小。可用于 一般的电感与电感的集成等。 (4)绕组产生的交流磁通正向耦合用于绕组电压相对方向固定的磁件集成。以减 小电流脉动。交流磁通正向耦合表明绕组匝链的交变磁通由多个绕组纹波电流共同产生、 正向叠加。由于每个绕组匝链的交变磁通在集成前后不变，所以这种集成方式可减小单 个绕组产生的交变磁通，即减小绕组电流脉动。 4 ZVS-ZCS 三电平 DC/DC 变换器磁性元件设计 TL-HB 是在半桥变换器的基础上提出的。为了减小开关管上的电压应力，用两只开 关管代替一只开关管;为了让两只开关管承受的电压相等加入了两只箝位二极管;为了实现 ZVS，加入了飞跨电容让超前桥臂与滞后桥臂开关过程解耦。得到了如下图所示的 ZVS TL DC/DC 变换器。 DR1 DR2 Cf Lf C1 C2 C3 C4 Q1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D5 D6 CJ1 CJ2 A B 图 4-1 ZVS TL DC/DC 变换器。 但仍存在问题：里面两只开关管难以实现软开关；为了在较宽的范围内实现软开关串 入谐振电感造成占空比丢失；整流二极管反向恢复存在电压尖峰；四只开关管寄生电容 均参与谐振难以优化设计参数。 由于里面两只开关管难以实现软开关所以又有人提出了加有源箝位电路的 ZVS-ZCS TL 变换器，但有源箝位电路的控制和隔离驱动较为复杂。之后又有人提出了加串联二极 管和阻断电容的 ZVSZCS 电路。 DC/DC 变换器中磁性元件的设计 18 DR1 DR2 Cf Lf C1 C2 C3 C4 Q1 Q2 Q3 Q4 D2 D3 D4 D5 D6 CJ1 CJ2 A B DR1 DR2 Cf Lf C1 C4 Q1 Q2 Q3 Q4 D1 D2 D3 D4 D5 D6 CJ1 CJ2 A B 图 4-2 带源箝位电路的 ZVS-ZCS TL 和带串联二极管 ZVSZCS 电路 本文提出了一种新的 ZVS-ZCS 三电平 DC/DC 变换器：该变换器超前臂实现 ZVS， 用简单的无源网络使滞后臂实现 ZCS 从而有效地克服了环流的影响；变压器副边采用倍 流整流电路，消除了二极管反向恢引起的电压振荡和电压尖峰,省略了变压器中心抽头并 减小了流过输出滤波电感的电流。理论分析和实验验证了方案的正确性。 4.1 ZVS-ZCS TL 工作原理和磁件参数计算 图 4-3 ZVS-ZCS 三电平直流变换器主电路及主要波形 4.1.14.1.1 ZVS-ZCSZVS-ZCS 工作原理工作原理 S1、S4为超前桥臂，S2、S3为滞后桥臂。超前桥臂实现 ZVS 过程如下：当变换器处 于稳态工作时，C3上电压恒为 Vin/2；S1、S3导通时原方电流 ip流过 S1、S3，VAB=Vin/2，先关断 S1,ip给 C4充电同时 C3给 C5放电如下图 a，由于有 C4所以 S1是零电压关断；是 Lr1和漏波电感串联，ip基本不变当 C4充电到 Vin/2 时 C5放电到 0，可以零电压开通 S4。此时 D1自然导通。 图 4-4（a）S1 ZVS 关断时刻（b）副方无源网络阻断原方电流 C6放电完毕,可 ZCS 关断 S2开通 S3时刻 要使滞后桥臂实现 ZVS，只要使电流复位(即让 ip减小到 0)，由于副方由电容和二极 管组成的无源辅助网络可以使 ip降到零。可以零电流关断 S2,又因为有 Lr1可