第四章MOSFET及其放大电路ppt课件

LBM,1,第4章MOSFET及其放大电路,LBM,2,第4章场效应管及其放大电路,一、FET原理,二、FET的特性曲线（N-MOSFET）,1.了解FET分类、电路符号。,2.理解N-MOSFET工作原理；沟道状态与工作分区。,放大区vGS和vDS对iD的影响。,理解iDvGS转移特性曲线、iDvDS输出特性曲线及其参变量vGS；,2.掌握iDvGS之间的平方律公式；,三、FET的偏置电路,1.电路结构；,2.静态工作点的联立求解方法。,LBM,3,四、FET的小信号模型,4.掌握低频小信号模型。,五、FET的CS和CD组态放大器,熟练掌握放大器电路的指标计算及特点。,1.理解gm的含义及计算式；,2.理解rds含义；,3.完整小信号模型；,LBM,4,重点、难点知识点,1、基本结构及其导电机理,2、伏安特性及其两种表达方式,3、基本放大电路的静态与动态参数,4、基本放大电路技术指标定义与分析,LBM,5,4.1结型场效应管,4.1.1.结型场效应管的结构（以N沟为例）：,两个PN结夹着一个N型沟道。三个电极：G：栅极D：漏极S：源极,符号：,第4章MOSFET放大电路,P区浓度高,LBM,6,4.1.2结型场效应管的工作原理,（1）栅源电压对沟道的控制作用,在栅源间加负电压VGS，令VDS=0当VGS=0时，为平衡PN结，导电沟道最宽。,当VGS时，PN结反偏，形成耗尽层，导电沟道变窄，沟道电阻增大。,当VGS到一定值时，沟道会完全合拢。,定义：夹断电压Vp使导电沟道完全合拢（消失）所需要的栅源电压VGS。,LBM,7,（2）漏源电压对沟道的控制作用,在漏源间加电压VDS，令VGS=0由于VGS=0，所以导电沟道最宽。当VDS=0时，ID=0。,VDSID靠近漏极处的耗尽层加宽，沟道变窄，呈楔形分布。,当VDS，使VGD=VGS-VDS=VP时，在靠漏极处夹断预夹断。,预夹断前，VDSID。预夹断后，VDSID几乎不变。,VDS再，预夹断点下移。,（3）栅源电压VGS和漏源电压VDS共同作用,可用输入输出两组特性曲线来描绘。,ID=f（VGS、VDS）,LBM,8,（1）输出特性曲线：iD=f（VDS）VGS=常数,4.1.3结型场效应三极管的特性曲线,四个区：可变电阻区：预夹断前。电流饱和区（恒流区）：预夹断后。特点：ID/VGS常数=gm即：ID=gmVGS（放大原理）击穿区。夹断区（截止区）。VGSVTN且为一确定值时，正向电压VDS对导电沟道及电流iD的影响与结型场效应管相似（进入夹断才能恒流）。,当vDS较小（vDSVDS(sat)=VGS-VTN?,成功,失败,VDSVDS(sat)=VGS-VTN?,成功,失败,是,否,是,是,否,否,LBM,41,直流电路如图4.10所示。设MOSFET的参数为VTN=2V，Kn=0.16mA/V2。试确定R1和R2使流过它们的电流为0.1ID。要求ID=0.5mA，采用标准电阻。,例4.4目的：设计MOSFET电路的直流偏置，满足漏极电流的特定要求。,LBM,42,解：假设场效应管工作于放大区，则有,取R1=100k，R2=100k。,LBM,43,验证场效应管是否处于放大区,确实处于放大区，假设正确。,LBM,44,4.3.2集成MOSFET电路的直流偏置,例4.5目的：设计一个由恒流源提供偏置的MOSFET电路。,电路如图4.11(a)所示。场效应管的参数为,设计电路参数使,LBM,45,解：假设场效应管处于放大区，则有,确实工作在放大区。,验证是否工作在放大区：,LBM,46,将N沟道增强型MOSFET像图4.12所示那样连接的电路应用较为广泛。图中，,永远成立，另外只要保证,即可保证场效应管工作在放大区。,常称这种连接电路为增强型负载电路（这种称法在下一章作详细解释）。,LBM,47,例4.6目的：计算含增强型负载电路的工作点。,电路如图4.13所示。已知VTN=0.8V，Kn=0.05mA/V2。,解：由于场效应管工作于放大区，所以,由上两式可得,解得,LBM,48,4.4MOSFET放大电路的交流电路,单级或单管MOSFET放大器的三种基本组态：共源极放大电路共漏极放大电路共栅极放大电路增强型负载,LBM,49,4.3.1MOSFET放大电路的线性化分析原理,LBM,50,图4.17共源极电路,图4.18输入输出电压信号波形,LBM,51,1跨导gm设MOSFET工作于放大区,4.3.2MOSFET放大电路线性化模型的交流参数,若,则,LBM,52,令,则,即gm是场效应管的跨导。跨导也可以通过求微分得到:,注：跨导gm与静态工作点有关。,LBM,53,2.交流输出电阻rDS,MOSFET工作于放大区时，漏极电流iD与漏源电压vDS无关?,实际MOSFET的iD-vDS特性曲线在放大区的斜率不为零。当vDSvds(sat)时，出现沟道长度调制。类似于BJT的基区宽调效应。,对N沟道增强型MOSFET，这种倾斜现象可以用下式校正：,如何确定沟道长度调制参数？,LBM,54,所有曲线的反向延长线都与电压轴相交于vDS=-VA处，电压VA为正，它与双极型晶体管的Early电压相似。令iD=0可得1/VA。,LBM,55,4.3.3MOSFET放大电路的交流小信号线性模型,LBM,56,例4.9目的：确定MOSFET的小信号电压增益。电路如图4.17所示。设VGSQ=2.12V，VDD=5V，RD=2.5k。场效应管参数为VTN=1V，Kn=0.80mA/V，=0.02V-1。该场效应管工作于放大区。求AV=vo/vi。,解题思路：,求IDQ,求交流参数gm和rDS,画交流小信号等效电路,求AV、Ri、Ro等,LBM,57,解：=0.8(2.12-1)=1.0mA=5-12.5=2.5V因此2.5V=2.12-1=1.12V场效应管确实工作于放大区。跨导20.8(2.12-1)=1.79mA/V输出电阻K,LBM,58,由图4.21可求得输出电压为由于，所以小信号电压增益为=-1.79(502.5)=-4.26,LBM,59,说明：由于MOSFET的跨导较小，因此与双极型晶体管放大电路相比，MOSFET放大电路的小信号电压增益也较小。小信号电压增益为负，表明输出电压与输入电压的相位相差180，即反相。,LBM,60,第四章MOSFET及其放大电路,LBM,61,4.4MOSFET放大电路的三种基本组态,共源极放大电路-CS共漏极放大电路-CD共栅极放大电路-CG,LBM,62,4.4.1共源极放大器-CS1.共源极电路的基本结构,LBM,63,图4.24直流负载线、临界点和静态工作点,LBM,64,小信号等效电路,LBM,65,输出电压又因此小信号电压增益为,输入电阻,输出电阻,LBM,66,例4.10目的：确定共源极放大器的小信号电压增益和输入、输出电阻。电路如图4.22所示。已知VDD=10V，R1=70.9k，R2=29.1k，RD=5k。场效应管参数VTN=1.5V，Kn=0.5mA/V，=0.01V-1。设Rg=4k。求Av=vo/vi，Ri和Ro,LBM,67,解：直流计算,小信号电压增益、输入电阻和输出电阻的计算,因为,所以场效应管工作在放大区。,LBM,68,说明：该例的结果表明，工作点位于直流负载线的中心（VDSQ=VDD/2=10/2=5V），但不是放大区的中心（VDS=VDS(sat)+(VDD-VDS(sat)/2=1.41+(10-1.41)/2=6.61V）。所以该电路在此情况下不能获得最大不失真电压。,LBM,69,讨论：由于不为零，所以放大器输入信号只占信号源电压的83.7,这也被称为负载效应。尽管从栅极看入的场效应管输入电阻几乎为无穷大，但偏置电阻仍极大地影响了放大器的输入电阻和负载效应。,LBM,70,设计例题4.11目的：设计MOSFET放大电路的偏置电阻，使工作点位于放大区的中心。电路如图4.25所示。场效应管的参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0.015V-1。设Ri=R1/R2=100k,设计电路参数使IDQ=2mA，且工作点位于放大区的中心。,LBM,71,解：负载线和所期望的工作点如图4.26所示。若工作点位于放大区的中心，则临界点处的电流必须为4mA。即4mA（下标t表示临界处的值）又由此可得3V或-1V（舍去）所以将工作点设置在放大区的中心，则,LBM,72,由此可知，最大输出电压的峰峰值为下面求电阻和的值。由,LBM,73,可得2.41V或-0.41V（舍去）又由此可得498k,125k下面计算放大器的小信号增益.,LBM,74,k/说明:本例中没有考虑负载电容。如果考虑负载电容，则工作点应为交流负载线在放大区的中心，才能获得对称的最大不失真电压。,LBM,75,例4.12目的：计算含源极电阻的共源极电路的小信号电压增益。电路如图4.26所示。场效应管参数为VTN=0.8V，Kn=1mA/V，=0。求Av=vo/vi。,2.含源极电阻的共源极放大器,LBM,76,解：由直流分析可得小信号跨导为小信号输出电阻为,LBM,77,栅源输入回路的KVL方程为即小信号电压增益为,下面计算小信号电压增益：,LBM,78,说明：源极电阻的影响无源极电阻：通过计算可得VGS=1.75V，gm=1.9mA/V，AV=-gmRD=-13.3。由此可见，源极电阻减小了小信号电压增益（绝对值）。有源极电阻：工作点更加稳定。有源极电阻时，若Kn=0.8mA/V，则gm=1.17mA/V，AV=-5.17；若Kn=1.2mA/V，则gm=1.62mA/V，AV=-6.27。这表明，当传导参数Kn在20内变化时，电压增益的变化为9.5。而如果没有源极电阻，可通过相应计算知，参数Kn在20变化时，电压增益的变化仍为20。由此可见，工作点在有源极电阻时更加稳定。,LBM,79,3.含源极旁路电容的共源极电路源极电阻上并联一个旁路电容：减小源极电阻降低小信号增益的程度,LBM,80,例4.13目的：求电路的小信号电压增益，电路由恒流源提供偏置，源极旁路电容与恒流源并联。电路如图4.28所示。场效应管参数为VTN=0.8V，Kn=1mA/V，=0，求Av=vo/vi。,LBM,81,因为VDS(sat)=VGSQ-VTN=1.51-0.8=0.71VVDSQVDS(sat)，由此可见场效应管工作于放大区。,解：由于栅极直流电压为零，所以源极的直流电压为VS=-VGSQ，栅源电压VGSQ由下式求得：,即,由此可得,或,（舍去）,LBM,82,图4.29图4.28交流小信号等效电路,LBM,83,输出电压由于vgs=vi，因此小信号电压增益为（由例4.12可知，gm=1.4mA/V）,说明：与例4.12的小信号电压增益-5.76相比，增加源极旁路电容后，小信号电压增益升高为-9.8（只考虑绝对值）。,LBM,84,4.4.2源极跟随器-CD,图4.30MOSFET共漏极电路,LBM,85,交流性能分析,图4.31图4.30交流小信号等效电路,LBM,86,输出电压由KVL，有因此(4.15),1.电压增益,又,其中,LBM,87,小信号电压增益为,即,由上式可见，电压增益Av小于1但接近于1，正的增益意味着输出电压与输入电压同相。因为输出信号基本上与输入信号相等，所以称该电路为源极跟随器。这一结果与BJT射极跟随器的情况相似。,LBM,88,例4.14目的：计算源极跟随器的小信号电压增益。电路如图4.30所示。已知VDD=12V，R1=162k，R2=463k，RS=0.75k。场效应管参数为VTN=1.5V，Kn=4mA/V，=0.01V。设Rg=4k。求Av=vo/vi。,LBM,89,解：直流分析结果为7.97mA，2.91V小信号跨导为24(2.91-1.5)=11.3mA/V小信号输出电阻为k放大器输入电阻为=162463=120k小信号电压增益为,LBM,90,说明：小信号电压增益为0.860,大于零且小于1。源极跟随器的电压增益表达式与BJT的射极跟随器的增益表达式类似。由于BJT的跨导一般比MOSFET的跨导大得多，所以射极跟随器的电压增益比MOSFET源极跟随器的增益更趋近于1。,LBM,91,设计例题4.15目的：设计一个特定的N沟道增强型MOSFET源极跟随器。电路如图4.32所示。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0。电路参数为VDD=5V，Ri=300k（1）设计电路参数，使IDQ=1.7mA，VDSQ=3V;（2）求小信号电压增益Av=vo/vi。,LBM,92,解：（1）k代入数据得1.7=1(-1)由此可得=2.30V或=-0.3V（舍去）又,LBM,93,代入数据得2.30=5-1.71.18由此可得348.8k,2144k（2）21(2.30-1)=2.6mA/V,LBM,94,参照图4.30(b)，令其中的，去掉，即为图4.31的交流等效电路，这里不再重画。代入数据得,LBM,95,根据图4.31(b)求交流输入电阻和输出电阻。输入电阻为了计算输出电阻，将图中小信号电压源置零，在电路的输出端施加一个测试电压vx，如图4.33所示。然后求出相应的电流ix，则输出电阻Ro=vx/ix。,2.交流输入、输出电阻,图4.33求交流输出电阻的等效电路,LBM,96,在源极输出端列写KCL方程得由于输入回路中无电流，因此所以即,由图4.33可见，vgs是受控电流源gmvgs两端的电压。这意味着受控电流源的等效电阻为1/gm。这一结果说明从源极（忽略rds）看入的等效电阻为1/gm。,LBM,97,例4.16目的：计算源极-CS跟随器的输出电阻。电路如图4.30所示，电路参数和场效应管参数与例4.14相同。求输出电阻Ro。解：由例4.14知，gm=11.3mA/V，RS=0.75k，rds=12.5k，所以,说明：在源极跟随器输出电阻中，跨导占主要地位。由于输出电阻很小，源极跟随器近似为一个理想的电压源，也就是说，它的输出驱动能力较强。,LBM,98,4.4.3共栅-CG极放大器,LBM,99,图4.35图4.34所示电路的小信号等效电路,LBM,100,设场效应管小信号输出电阻rds为无穷大。输出电压为由输入回路的KVL方程得其中,1.小信号电压增益和电流增益,因此,小信号电压增益为,电压增益为正，说明输出电压与输入电压相位相同。,（1）小信号电压增益,LBM,101,（2）小信号电流增益在许多应用场合，共栅极电路的输入信号是电流。,图4.36电流信号源的共栅极电路的小信号等效电路,LBM,102,在输入端由KCL可得,当及时，电流增益约为1，但总小于1，且输出电流与输入电流同相。与BJT共基极电路的电流增益相似。,即,小信号电流增益为,(4.18),LBM,103,2.交流输入、输出电阻,输入电阻：,因为,所以,与共源放大器和源极跟随器不同，共栅极电路由于场效应管的原因输入电阻很低。然而，如果输入信号是电流，输入电阻低就成为优点。,LBM,104,下面求输出电阻。由图4.36，将电流源置零（开路），可得，这说明，因此受控电流源。从负载电阻的输入端方向看的输出电阻为,LBM,105,例4.17目的：对共栅极电路，在给定输入电流的情况下，求输出电压。电路如图4.34所示，其交流等效电路如图4.36所示。已知电路参数为IQ=1mA，V+=5V，V-=-5V，RG=100k，RD=4k，RL=10k。场效应管参数为VTN=1V，Kn=1mA/V，=0。输入电流ii=100sin(t)A，Rg=50k。求vo。,LBM,106,解代入数据得1=1(-1)解得=2V或=0（舍去）小信号跨导为21(2-1)=2mA/V由式(4.18)可得输出电流的表达式为,输出电压为,即,LBM,107,4.4.4三种基本放大器组态的总结与比较表4.1三种MOSFET放大器的特性,LBM,108,电压增益：共源极|(-gm(RD/rds)|或|-gm(RD/rds)/(1+gmRS)|1共栅极gm(RD/rds)/(1+gmRg)1源极跟随器gmRS/(1+gmRS)1输入电阻：共源极电路和源极跟随器R1/R2共栅极电路1/gm输出电阻：源极跟随器1/gm/RS/rds共源极和共栅极电路RD。,LBM,109,LBM,110,二、N沟道耗尽型MOS管,N沟道耗尽型MOS管与N沟道增强型MOS管相似，区别仅在于栅源极电压vGS=0时，耗尽型MOS管中的漏源极间已有导电沟道产生。,在SiO2绝缘层中掺入了大量的金属正离子Na+或K+,N沟道,P沟道,LBM,111,vGS=0时，漏源极间的P型衬底表面也能感应生成N沟道(称为初始沟道)，加上正向电压vDS，就有电流iD。加上正的vGS，沟道加宽，沟道电阻变小，iD增大。vGS为负时，沟道变窄，沟道电阻变大，iD减小。当vGS负向增加到某一数值时，导电沟道消失，iD趋于零，管子截止，故称为耗尽型。沟道消失时的栅源电压称为夹断电压，仍用VP表示。结型场效应管只能在vGS0，VPvGS0。,LBM,112,三、场效应管的主要参数,(1)开启电压VT（又称门限电压）VT是MOS增强型管的参数，栅源电压小于开启电压的绝对值,场效应管不能导通。,（2）夹断电压VPVP是MOS耗尽型和结型FET的参数，当VGS=VP时,漏极电流为零。,（3）饱和漏极电流IDSSMOS耗尽型和结型FET,当VGS=0时所对应的漏极电流。,（4）输入电阻RGS结型场效应管，RGS大于107，MOS场效应管,RGS可达1091015。,LBM,113,（5）低频跨导gmgm反映了栅压对漏极电流的控制作用，单位是mS(毫西门子)。,（6）最大漏极功耗PDMPDM=VDSID，与双极型三极管的PCM相当。,LBM,114,四、场效应管使用注意事项,1、MOS管栅、源极之间的电阻很高，使得栅极的感应电荷不易泄放，因极间电容很小，会造成电压过高使绝缘层击穿。因此，保存MOS管应使三个电极短接，避免栅极悬空。焊接时，电烙铁的外壳应良好地接地，或烧热电烙铁后切断电源再焊。2、有些场效应晶体管将衬底引出，故有4个管脚，这种管子漏极与源极可互换使用。但有些场效应晶体管在内部已将衬底与源极接在一起，只引出3个电极，这种管子的漏极与源极不能互换。3、使用场效应管时各极必须加正确的工作电压。4、在使用场效应管时，要注意漏、源电压、漏源电流及耗散功率等，不要超过规定的最大允许值。,LBM,115,五、双极型和场效应型三极管的比较,各类型场效应管的特性比较见P：173,LBM,116,1.直流偏置电路：保证管子工作在饱和区，输出信号不失真,二.场效应管放大电路,（1）自偏压电路,vGS,vGS=-iDR,注意：该电路产生负的栅源电压，所以只能用于需要负栅源电压的电路。,计算Q点：VGS、ID、VDS,vGS=,VDS=VDD-ID(Rd+R),已知VP，由,-iDR,可解出Q点的VGS、ID、VDS,LBM,117,（2）分压式自偏压电路,VDS=VDD-ID(Rd+R),可解出Q点的VGS、ID、VDS,计算Q点：,已知VP，由,该电路产生的栅源电压可正可负，所以适用于所有的场效应管电路。,LBM,118,2.场效应管的交流小信号模型,与双极型晶体管一样，场效应管也是一种非线性器件，而在交流小信号情况下，也可以由它的线性等效电路交流小信号模型来代替。,其中：rgs是输入电阻，理论值为无穷大。gmvgs是压控电流源，