现代水声通信第四讲

第四章常用的多载波调制方法性能分析,水声通信中常用的多载波调制方法,OFDM,多载波MFSK,4.1多载波调制,对于多径传播的水声信道而言，在多载波通信系统中，由于信道扩展长度缩短，从而降低对均衡器的要求，甚至可以避免采用时域均衡器。,4.1多载波调制,当数据率相同时，若将带宽W划分成宽度为的个子带，则符号周期的长度为原来的N倍，相应的信道扩展长度L也降为原来1/N的，ISI的影响明显下降，并且随着子信道数N的增加，效果越明显。,a频分复用频率完全分离频谱特性,b频分复用频率交叠频谱特性,c频分复用正交频谱特性,4.2多载波频分复用,4.3多载波MFSK,子载波数由声纳方程确定,在带宽W内，子信道数为N，若将其分为m组，每组调制阶数M=N/m，则一个符号发送的比特数为,式中为取整运算,4.3多载波MFSK,缺点：频带利用率低。,4.3多载波MFSK,优点：不受频率偏移及相位抖动的影响，系统稳定性好；接收端不用均衡，系统实现简单。,OFDM系统原理框图,4.4OFDM,OFDM系统原理框图,4.4OFDM,10011010,1-i,-1-i,1+i,-1+i,发射序列:,符号映射：,变换：,1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0,0,0,0,0,0,0,-1+i,1+i,-1-I,1-i,IFFT,(1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0,0,0,0,0,0,0,-1+i,1+i,-1-I,1-i),频率映射：,0,0,1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0,n个0，(n+1)f=fl,做FFT的点数N个,IFFT,（0,0,1-i,-1-i,1+i,-1+I,0,0）,OFDM子载波及OFDM符号,4.4OFDM,4.4OFDM,OFDM调制及解调,发射信号经过IDFT变换：,OFDM系统的调制和解调可以分别由IDFT/DFT代替。通过N点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号。其中每一个IDFT输出的数据符号都是由所有子载波信号经过叠加生成的，即对连续的多个经过调制的子载波的叠加信号进行抽样得到的。,4.4OFDM,OFDM调制及解调,接收信号经过DFT变换：,4.4OFDM,一个OFDM符号的时域波形示意图,4.4OFDM,一个OFDM符号的时域波形示意图,4.4OFDM,OFDM符号的时频域示意图,4.4OFDM,多径OFDM符号的时频域示意图,4.4OFDM,多径OFDM符号的时域示意图,OFDM系统中将每个符号的末尾部份拷贝到开始部份,作为循环前缀CP填充在保护时间段内，可有效抑制多径影响。,OFDM的频谱利用率降至原来的,4.4OFDM,OFDM系统循环前缀的加入,典型的保护时间是信道最大时延的24倍，即,4.4OFDM,OFDM系统循环前缀的加入,OFDM的频谱利用率降至原来的,4.4OFDM,OFDM系统循环前缀的加入,4.4OFDM,OFDM系统循环前缀的加入,4.4OFDM,OFDM系统的信道估计,信道估计的目的是估计出信道的时域或频域响应，对接收到的信号进行校正与恢复，以获得相干检测的性能增益。,信道估计的分类,盲或半盲信道估计，称为非数据辅助式信道估计(Non-Data-AidedChannelEstimation,NDA-CE)。,基于判决(DecisionDirect)的信道估计,导频辅助(PilotSymbolAssistedModulation,PSAM)信道估计,4.4OFDM,发送端导频的选择与插入,导频插入模式,4.4OFDM,接收端导频位置信道信息获取的方式,获取方式,最小均方误差(MMSE)准则,最小平方误差(LS)准则,MMSE满足了信道信息的最优要求，但需要计算矩阵的逆，当信道多径时延较长时该矩阵很大，其逆的计算量将很大，因此实时性差的缺点限制了它的应用。,目前对这个问题的解决主要采取两种方式：一是对MMSE方法进行改进，二是采用LS准则,4.4OFDM,LS准则,接收信号向量,发射信号向量是一对角矩阵,信道离散的频响值向量,信道噪声向量,所有元素服从独立的均值为零，方差为2的高斯分布,LS信道估计的表达式为,4.4OFDM,恢复出所有时刻信道的信息,恢复信道信息,基于MMSE的改进信道估计技术,使用近似方法实现信道估计,分离滤波器方法,变换域法,多项式法,内插方法,将二维滤波器分解成为两个级联的一维滤波器，一个频域滤波器和一个时域滤波器。频域滤波器利用信道的频域相关信息进行滤波，时域滤波器利用信道的时域相关信息滤波，由于充分利用了时频域两维信息，因此两个级联的一维滤波器和二维滤波器的性能非常相近，而计算量和复杂度则大大降低。,它的基本思想是：通过各种不同变换将信道估计问题在变换域中进行处理，这样就大大减少系统估计的运算量。目前这方面的方法有基于奇异值分解的信道估计方法和基于DFT的信道估计方法,拉格朗日插值,常见的如线性内插，高斯内插以及cubic内插的性能是依次升高的。线性插值：,4.4OFDM,OFDM信道估计结果,c三次样条d基于DFTe低通滤波器无噪声时五种方法对信道估计结果,a一阶线性b拉格朗日,在没有噪声时一阶线性、三次样条和低通滤波器插值性能相近，拉格朗日插值性能最好，基于DFT的插值性能最差。,4.4OFDM,OFDM信道估计结果,拉格朗日插值在有噪声时，首尾子载波信道出现冲击，因此导致性能下降。,4.4OFDM,OFDM信道估计结果,基于DFT的插值对噪声的敏感性很弱，反映大致幅度变化。,4.4OFDM,OFDM均衡结果,均衡前的星座图,一阶线性均衡后,4.4OFDM,OFDM均衡结果,均衡前的星座图,拉格朗均衡后,低通滤波器均衡后,三次样条均衡后,基于DFT均衡后,把高速数据流通过串并转换，使每个子载波上的数据符号持续长度相对增加，从而减小时间弥散带来的ISI，减小了均衡的复杂度，甚至不用均衡器。与传统的频分多路传输方法相比，允许子信道频谱互相重叠，可以最大限度地利用频谱资源。OFDM技术可以采用IDFT/DFT方法来实现，对于N很大的系统中，可以通过采用FFT/IFFT来实现。信道的频率选择性衰落只影响系统中的部分载波，采用编码技术和频率分集技术可以有效抑制信道干扰。,4.4OFDM,OFDM优点,存在较高的峰均比PAR。易受频率偏差的影响。,4.4OFDM,OFDM缺点,作业,水声信道的多径结构如下图所示。多径时延分别为0s、0.00983s、0.01640s、0.02608和0.03117s，相应的归一化幅值分别为0.83574、1、0.48634、0.27974、0.26422。,通信系统的工作频带为2kHz8kHz，发射声源级SL=190dB，通信距离20km。假设收发之间无相对运动，且不考虑水流及多普勒扩展的影响，按球面扩展计其扩展损失，吸收系数为a=0.036f3/2，水中噪声为高斯白噪声。试设计一水声通信系统，在2级海况条件下，误比特率PblengCodeinfo=WholeCode(start+1:start+lengCode);%取一帧数据elseinfo=WholeCode(start+1:lengWhole),zeros(1,N2-length(WholeCode(start+1:lengWhole);%取一帧数据后补零endc0=datamap(info,mod,N2);%将数据变为频域对应点c1=;c2=zeros(1,400),c1,zeros(1,4000-2*N_subcarriers-400);%400个0600数据即1200个点+3000个0，即产生2400个数据，FFT的分辨率为5Hzs2=ifft(c2);s2_nouse=s2(length(s2)-round(fs*T_nouse)+1):length(s2);%保护间隔的填充s2=s2_nouse,s2;yyy=50*real(s2);data_emit=data_emit,yyy;end,OFDM符号映射,functionc0=datamap(info,mod,N2)ifmod=0%4QAM映射qam=-1-j,-1+j,1-j,1+j;%为了便于解码，此顺序不得更改c00=info(1:2:N2)*2+info(2:2:N2)+1;%-1-j=00,-1+j=01,1-j=10,1+j=11;elseifmod=1%8PSKqam=-3+j,-1+j,1+j,3+j,-3-j,-1-j,1-j,3-j;%为了便于解码，此顺序不得更改c00=info(1:3:N2)+info(2:3:N2)*2+info(3:3:N2)*4+1;elseifmod=2qam=1-1;%2PSKc00=2-info;elseifmod=3%16PSKc00=info(1:3:N2)+info(2:3:N2)*2+info(3:3:N2)*4+1;qam=exp(0),exp(pi*j/4),exp(pi*j/2),exp(pi*3*j/4),exp(pi*j),exp(pi*5*j/4),exp(pi*3*j/2),exp(pi*7*j/4);endc0=qam(c00);,OFDM符号反映射,functioninfo=datademap(c_demod,mod,N2);ifmod=0cc=sign(real(c_demod)+j*sign(imag(c_demod);%实部虚部分别取符号，因为4-QAMcc=(cc+1+j)/2;%QAM-二进制信息位info=zeros(1,N2);info(1:2:N2)=real(cc);info(2:2:N2)=imag(cc);,OFDM符号反映射,elseifmod=1info=;fori=1:length(c_demod)Real(i)=sign(real(