移动通信第一二章作业,配合哈工大移动通信课程

CHAPTER11 简述移动通信的发展和各个阶段的特点？1G1.特点模拟电路 FDD双工方式 FDMA多址接入方式 解决了大区制和限制移动的问题2.缺点频谱效率吞吐量低系统容量有限 话音质量和保密性差系统之间不兼容 无话音业务 无自动漫游 2G1.典型系统1.GSM system:采用TDMA，欧洲。 2.PDC system：采用TDMA，日本。 3.CDMA system采用CDMA 容量大 覆盖范围广 话音质量高，但应用有限2.特点：解决了1G中的不足 3.缺点带宽受限，无法实现移动的多媒体业务不支持全球漫游 3G标准工作在2000MHz波段，最大传输速率2000Kb/s 3G是对2G的改进，而非重新建立一个新的移动网 全球覆盖和无缝漫游，提供标准接口 支持多媒体业务和实时业务 高频谱利用率 低成本，高质量 IMT-2000由CN-核心网和RAN-无线接入网构成2 未来移动通信发展的趋势是什么？1.移动业务走向数据化和分组化 2.未来移动通信网络将是全IP网络3.三大主体结构设备制造商服务运营商业务设计商 3 为什么最佳的小区形状是正六边形？1) 无缝覆盖相同面积，用正六边形所需正六边形数量最少，即所需最少的无线频率个数；2) 区域间隔最大为3r；3) 重叠部分面积最小；4) 重叠区的宽度最小。4 什么叫中心激励，什么叫顶点激励？后者有什么好处？1) 在每个小区中，基站可设在小区的中央，用全向天线形成圆形覆盖区，这就是所谓“中心激励”方式。2) 也可以将基站设计在每个小区六边形的三个顶点上，每个基站采用三幅120度扇形辐射的定向天线，分别覆盖三个相邻小区的各三分之一区域，每个小区由三副120度扇形天线共同覆盖，这就是“顶点激励”。采用顶点激励方式，所接收的同频干扰功率仅为全向天线系统的1/3，因此可以减少系统的通道干扰。5 如何选取频率复用因子？Q=3N,N为簇的大小。如果为了提高容量可以选择小的Q值，因为，小Q则小N；如果为了提高传输的质量，则要选择大的Q值。6 无线信道有几种双工方式各自的特点及优点分别是什么？全双工：一般使用同一对频道，以实施频分双工（FDD）工作方式。这种工作方式虽然耗电量大，但使用方便，在移动通信系统中应该用广泛。半双工：一方使用双工方式，另一方使用双频单工方式。这种方式，设备简单，功耗小，克服了通话断断续续的现象。但其操作仍不太方便，主要用于专业移动通信系统中。7 解：设x为话音信道数，y为数据信道数，则有20x+60y=120，又因为x，y均为整数，所以解有以下三种情况：x=0，y=2x=6，y=0x=3，y=1分别求三种解形式下的每个T的通信话费的数学期望：当x=0，y=2时，E1=02nC2n0.52=1当x=6，y=0时，E2=060.2nC6n0.8n0.2(6-n)=0.96当x=3，y=1时，E3=020.2nC6n0.8n0.2(6-n)+360.6C6n0.8n0.2(6-n)+1C210.52+1C220.52=1.346综上可知，当信道分成三个话音信道和一个数据信道时期望收益最大。CHAPTER21. 设天线发射高度为200米，接收天线高度为20米，求视距传播的极限距离？若发射天线高度为100米，视距传播的极限距离又是多少？由公式d=d1+d2=2R0h1+2R0h2=2R0h1+h2=3.57（h1+h2）当发射天线为200米时，d=66.45m；当发射天线为100米时，d=51.67m2. 工作频率800MHz，移动速度60km/h，背离基地台运动时，多普勒频移为多大？fD=vcos/，=c/f，带入数据得fD=-44.4Hz3. 什么是快衰落、什么是频率选择性衰落，其出现的原因分别是什么？快衰落：当信道的相关时间比发送信号的周期短，且基带信号的带宽Bs小于多普勒扩展时，信道冲激响应在符号周期内变化很快，从而导致信号失真，产生衰落，此衰落称为快衰落；频率选择性衰落：是指传输信道对信号不同的频率成分有不同的随机响应，信号中不同频率分量的衰落不一致，引起信号波形失真。频率选择性衰落是由信道中发送信号的时间色散引起的，当发送信号的带宽大于信道的相关带宽，由频域可以看出，不同频率获得不同增益时，信道会产生频率选择性衰落。4. 多径衰落的原因是什么？多径延时与相关带宽的关系是什么？多径延时与相关带宽对传输信号带宽有什么影响？a) 传输到移动台的信号不是单一路径来的，而是许多路径来的多个信号的叠加。因为电波通过各个路径的距离不同，所以各个路径电波到达接收机的时间不同，相位也就不同。不同相位的多个信号在接受端叠加，有时是同相叠加而加强，有时是反相叠加而减弱。这样接收信号的幅度将急剧变化，产生所谓的多径衰落。b) 相关带宽Bc=12，其中为rms时延扩展。影响：对于一个固定的移动信道，存在一个固有的相关带宽。当信号带宽大于相关带宽时，发生频率选择性衰落；当信号带宽小于相关带宽时，发生非频率选择性衰落。5. 设基地台天线有效高度为100M，移动台天线高度为3M；工作频率为400MHz，在市区工作，传播路径为标准平滑地形，通信距离为10km。求传播路径衰耗中值？由okumura模型可知，LdB=69.55+26.16lgfc-13.82lghte-hre+44.9-6.55lghtelgd有因为f=400MHZ300MHZ, 所以hre=3.2（lg11.75hre）2-4.97带入数据求得L=139dB6. 阐述无线信道中路径传输损耗、阴影衰落和多径衰落的特性及其特点分别是什么。并说明常见的用于描述多径衰落的模型都有哪些，区别是什么？1) 路径传输损耗：随信号传播距离变化而导致的传播损耗和弥散，距离越大损耗越大，是大尺度衰落2) 阴影衰落：由于传播的地形起伏、建筑物以及其他障碍物对电磁波的遮蔽所引起的衰落，是大尺度慢衰落。一般表示为电波传输距离r的m次幂与表示阴影损耗的正态对数分量的乘积。3) 多径衰落：到达信号以随机相位从不同方向到达，在接收点矢量合成，有时加强有时减弱。基本特性表示在幅度的衰落和时延扩展。是一种小尺度衰落。模型：1) 瑞丽衰落模型：发射机和接收机之间没有直射路径；2) 莱斯分布模型：有视距传播的直达波信号，且该信号作为主信号，当主信号减弱时，逐渐变为瑞丽分布。3) Nakagami-m分布模型：m=1为瑞丽分布；m较大时，接近高斯分布。7. 场强信号的采样应该满足的条件是什么？1) 采样长度适中，太短不平滑，太长中值波动，一般选取20-40倍的波长；2) 采样点数量适中，太少不满足奈奎斯特抽样定理，统计错误，太多计算量太大并且出现相邻两点相关性强的问题。8. 近距离传播和远距离传播的研究重点差异在那里？1) 室内覆盖面积小得多；2) 收发机间的传播环境变化更大。9. 对于自由空间路径损耗模型，求使接收功率达到1dBm所需的发射功率。假设载波频率f=5GHz, 全向天线（GL=1），距离分别为d=10m及d=100m。当d=10m时，LdB=32.45+20lgf+20lgd=66.43dB，PtdB=PrdB+LdB=67.43dB当d=100m时，LdB=32.45+20lgf+20lgd=86.43dB，PtdB=PrdB+LdB=87.43dB10. 设两径模型中ht=10m，hr=2m，收发间距d=100m，求两路信号的相对延迟。由光滑表面模型可知，两径的距离差d可以近似为d2hthrd，又由于=dc带入数据得=1.310-911. 若移动台移动速度为v20m/s，载波中心频率fc2GHz，当相干时间与最大多普勒频移满足公式Tc=9/(16fm)时，为保证传输信号处于慢衰落的传输速率Rb应满足什么条件？ fm=vfcc,带入数值可得fm=133Hz，Tc=1.35ms，Rb1/ c,即Rb740bit/s。12. 考虑两种情况：(1)v =20m/s,fc2GHz, Rb100kbps, BPSK调制；(2)v =5m/s,fc1GHz, Rb1Mbps, QPSK调制；试计算两种情况的FDT值分别是多少，并对比说明两种情况下哪种的衰落更快一些。（1） FDT=fmT=fmRb=vfccRB=0.0013（对于QPSK信号，Rb=RB）（2） 同理FDT=vfccRB=2vfccRB=0.00003（对于QPSK信号，Rb=2RB）所以BPSK信号衰落的更快。13. 未归一化的时延谱如下图所示，试计算多径分布的平均附加时延和rms时延扩展。若信道相干带宽按照Bc=1/(2)来计算，则该系统在不使用均衡器的条件下对AMPS（工作带宽30kHz）和GSM （工作带宽200kHz）业务是否合适。（提示：按照教材公式2.31-2.33来计算）以t=0时刻为固定延时参考，由公式得平均附加延时为=kPkkkPk=200+101+102+5020+10+10+0=0.75微秒rms实验扩展为=E2-()2,其中E2=kPkk2kPk=1.25，则=1.25-0.5625=0.83微秒相关带宽为Bc=12=190khz，若保证信号不发生频率选择性衰落，信号带宽应该小于相关带宽，所以该系统对AMPS业务合适，对GSM业务不合适，因为会出现频率选择性衰落。14. 信道的时间/频率弥散的原因，频率弥散和时间弥散的差异是什么？a) 时间弥散:当发端发射一个极窄的脉冲信号时，由于多径的影响，使收端收到这个信号（经过不同路径传播的）多个副本，造成信号在时域上展宽；b) 频率弥散：在多径的环境下中，发端和收端之间存在相对运动，由于多普勒效应，各个路径的信号产生不同的多普勒频移。接收天线处合成的接收信号的频谱被展宽。称为频率弥散。移动作业三、四章 梁东宇1080510105第三章1. RPE-LTP的残差点对修正恢复信号有什么作用？RPE-LTP本质上是一种前向线性预测编码，它使用4种13个脉冲的子序列中的一个代替残差信号，以使合成波形尽可能接近原始信号。通过对残差点信号的处理，可以使用过去子帧中经过处理后恢复的残差信号，对当前子帧的残差点信号进行预测。在GSM方案中，直接用代替残差信号的子序列作为规则码激励信号。2. 波形编码与参数编码的原理分别是什么？波形编码技术是通过对语音波形进行采样、量化,然后用二进制码表示出来。它的宗旨是在解码端尽可能准确地恢复语音信号的原始波形。这种技术包括脉码调制(PCM)、差分脉码调制(DPCM)和增量调制(DM),以及自适应量化的差分脉码调制(ADPCM)、自适应增量调制(ADM)和自适应变换编码(ATC)、子带编码(SBC)技术。由于波形编码器结构比较简单,没有充分利用语音信号的冗余特性,只有在较高速率上才能得到满意的语音质量。而当编码速率降低到16kbit/s以下时,编码语音质量迅速下降,这类编码技术的算法结构简单,易于实现,且适应性强,可适应各种不同的信号。参数编码技术是以语音信号产生的数学模型为基础,根据输入语音信号分析出模型参数(主要是指表征声门振动的激励参数和表征声道特性的声道参数),然后在解码端根据这些模型参数来恢复语音。这种编码算法并不忠实地反映输入语音的原始波形,而是着眼于人耳的听觉特性,确保解码语音的可懂度和清晰度,基于这种编码技术的编码系统一般称之为声码器。其主要用在窄带信道上提供8kbit/s以下的低速率语音通信和一些对时延要求较宽的(如卫星通信等)场合。3. 简述CELP编码工作原理。CELP是Codebook Excited Linear Prediction的缩写，即码本激励线性预测编码，或简称为本激励编码。CELP是利用码本（簿）来坐激励源的编码方法。即把残差信号可能出现的各种（量化过的）样值实现存储在存储器中。这些样值组合按一定规则排列存在存储器中。每一个样值组合有一地址码，故这个存储器称为码本。收发各有一个同样的码本。在线性与测试，对于残差信号，并不传输它本身，而是先在本方的码本中检查出与这个信号最接近的样值组合的地址码，然后将这个码本地址码经传输电路发送到对方。对码本的要求： (1)码本中的信号应与实际信号相近，即相差最少； (2)在满足(1)的前提条件下，码本容量最小。这样地址码数目少，亦即编码的长度最小； (3)搜索码本(即检查码本，找出最接近的信号)的时间最短。这意味着处理时间短，时间迟延小；原理图如下图所示：4. QPSK、OQPSK与/4-QPSK等调制方式各自的优缺点是什么？在衰落信道中一般选用哪种调制方式更合适，为什么？QPSK：优点： QPSK信号比BPSK信号的频带效率高出一倍。缺点：但当基带信号的波形是方波序列时, 它含有较丰富的高频分量,所以已调信号功率谱的副瓣仍然很大,计算机分析表明信号主瓣的功率占90%,而99%的功率带宽约为10R。 QPSK是一种相位不连续的信号,随着双码元的变化,在码元转换的时刻,信号的相位发生跳变。当两个支路的数据符号同时发生变化时,相位跳变180;当只有一个支路改变符号时,相位跳变90。OQPSK：优点：偏移QPSK即OQPSK(OffsetQPSK)把QPSK两个正交支路的码元时间上错开Ts/2=Tb,这样两支路的符号不会同时发生变化,每经过Tb时间,只有一个支路的符号发生变化,因此相位的跳变就被限制在90,因而减小信号包络的波动幅度。 OQPSK的包络变化的幅度要比QPSK的小许多,且没有包络零点。由于两个支路符号的错开并不影响它们的功率谱,OQPSK信号的功率谱和QPSK相同,因此有相同的带宽效率。与QPSK信号比较,OQPSK信号对放大器的非线性不那么敏感,信号的动态范围比较小,因此可以有较高的功率效率,同时不会引起副瓣功率显著的增加。在CDMA/IS-95系统中,移动台就使用这种调制方式向基站发送信号。缺点：信号的动态范围比较小。/4-QPSK：优点：它有适度的相位跳变,与QPSK、OQPSK相比,/4-QPSK的特点是相位跳变最大幅度大于OQPSK而小于QPSK,只有45(/4)和135(3/4),因此信号包络波动幅度大于OQPSK而小于QPSK。一般用/4-QPSK：理由：在移动环境下,多经衰落使得相干检测十分困难,而且往往导致工作性能比相干检测更差,所以常常希望采用差分检测。在差分检测中,OQPSK的性能比QPSK差。为了兼顾频带效率、包络波动幅度小和能采用差分检测,/4-QPSK是一种很好的折衷。它有适度的相位跳变,与QPSK、OQPSK相比,/4-QPSK的特点是相位跳变最大幅度大于OQPSK而小于QPSK,只有45(/4)和135(3/4),因此信号包络波动幅度大于OQPSK而小于QPSK。5、4-ASK调制的误码率推导方形16-QAM调制的误码率。Ts内平均能量,其中M=16由4ASK调制的误码率代入可得方形16-QAM调制的误码率即可。6、何谓相干检测？恒包络调制都有哪些？相干检测：也叫同步检波。为了不失真的回复原基带信号，接收端必须提供一个与接收的已调载波严格同步（同频同相）的本地载波（相干载波），它与接收的已调信号相乘后，经LP取出低频分量，即可得到原始的基带调制信号。恒包络调制：模拟：调频，调相。数字：OQPSK、MSK、GMSK、/4-QPSK。7. FSK信号的频率间隔的确定因素是什么，对信号的影响是什么？确定因素：信号的带宽和信号的检测。定义调制指数h=|f1-f2|Td=2fdTb=2fd/Rb。随着h的增加，信号的带宽也在增加。从频带效率考虑，h不宜过大，但过小有因两个信号频率过于接近而不利于信号的检测。所以要综合考虑。8. 由相位路径，阐述GMSK/MSK带外衰减特性并分析1比特延时差分解调原理；MSK信号功率谱的主瓣所占的频带宽度比2PSK信号窄;在主瓣带宽之外，功率谱旁瓣的下降也更迅速。即MSK信号的功率主要包含在主瓣之内。 因此，MSK信号比较适合在窄带信道中传输，对邻道的干扰也较小。GMSK带外衰减更快，性能更好。而且高斯滤波器带宽越窄，主瓣越小，旁瓣衰减越快。从相位路径角度看，MSK信号的相位路径为一条折线，由于基带信号的高频分量丰富，使得旁瓣辐射功率很大，带外衰减小。而GMSK信号的相位路径是一条光滑的连续曲线，信号的频率在码元交替时刻也不会发生突变，这使得副瓣有更快的衰减。1比特延时差分解调原理：1比特延时差分解调原理框图设接收到的信号为s(t)=sGMSK (t)=A(t)cosc t+(t)，这里,A(t)是信道衰落引起的时变包络。接收机把s(t)分成两路,一路经过1bit的迟延和90的移相,得到W(t): W(t)=A(t)cos c(t-T b)+(t-Tb )+/2 ，它与另一路的s(t)相乘得x(t):x(t)=s(t)W(t) =A(t)A(t-Tb)sin (t)-(t-Tb)+cTb -sin 2ct-cTb+(t)+(t-Tb)经过低通滤波同时考虑到cTb =2n,得到:y(t)= A(t)A(t-Tb)sin (t)-(t-T b)+cTb=A(t)A(t-Tb )sin(t)式中(t)=(t)-(t-T b)是一个码元的相位增量。由于A(t)是包络,总是A(t)A(t-Tb)0,在t=(k+1)Tb时刻对y(t)抽样得到y(k+1)T b ,它的符号取决于(k+1)T b 的符号,根据前面对(t)路径的分析,就可以进行判决:y(k+1)T b 0,即(k+1)T b 0,判决解调的数据为 =+1;y(k+1)Tb0,即(k+1)Tb0,判决解调的数据为= -1。解调过程的各波形如图所示,其中设A(t)为常数解调过程各波形9. OFDM系统中CP的作用；是为了保持接收载波的同步,在此段时间必须传输信号而不能让它空白。由于加入了循环前缀,为了保持原信息传输速率不变,信号的抽样速率应提高到原来的1+N/g倍。10. DFTS-OFDM的信号有什么优势？抑制峰均比（PARR）过大。11.设有dmin=sqrt(2) 的4-PSK星座，求多增加1比特输出(8-PSK)且仍然保持dmin不变(即误码率不变)所需要的能量增量。1.若正方形星座每维有l比特，证明其平均能量Sl与4l/3成正比。若每维增加1个比特，并保持星座点间最小距离不变，证明需要的能量满足关系Sl+14S。求l=2的Sl并计算具有相同比特/符号及相同最小距离的MPSK及MPAM的平均能量。（此题可不做）由QAM星座图的分布可知 l=2时，即16QAM 4PAM 16PAM 13.对于差分调制的MPSK，令表示一个码元间隔内信道的相位偏移。在不考虑噪声的情况下需要达到多少才会使接收端的检测发生错误？时接收端检测将发生错误。14.对于差分的8-PSK，列出格雷编码时比特序列和相位变化的对应关系。然后给出比特序列101110100101110对应的调制输出的符号序列，设信息从第k个码元时间开始发送，且第(k-1)个码元时间发送的符号为s(k-1)=Aej/4。格雷码相位/4/4/4/4/对应101110100101110输出符号序列为：Aej，Aej/4 ，Aej/4 ，Aej/ ，Aej/415.考虑下图所示的八进制星座图。(a)若8QAM中各星座点间的最小距离为A，求内圆与外圆的半径a、b。(b)若8PSK中相邻星座点的间距为A，求半径r。(c)求这两种星座图的平均发送功率，并作比较。这两个星座图相对的功率增益是多少？(假设发送端符号等概出现)。(d)对于这两个星座图，有无可能使相邻星座点表示的三比特中只相差一比特？(e)如果比特率为90Mbit/s，求符号速率。(a)由题最小距离为A，A=a, 所以8QAM 内圆半径a=/2A, 8QAM外圆半径半径b=()a=A(b)由余弦定理可得，（或者），8PSK半径r=1.31A(c) 两者的平均功率：P8QAM=P8PSK =相对功率增益：10lg(1.72/1.183)= dB(d) PSK可以，如图所示QAM不可以，只能是位码，不能保证相邻星座点表示的三比特中只相差一比特。(e)由Rb=log2MRB，M=8,得RB=90/3=30MB16 /4-QPSK调制可看做是两个QPSK系统，它们的星座图相对旋转了/4。(a) 画出/4-QPSK的信号空间图。(b) 按格雷码规则标出每个星座点对应的比特序列。(c) 求比特序列0100100111100101通过/4-QPSK基带调制发送的符号序列。(d) 在/4-DQPSK调制下重做(c)，假设I路所传最后一个符号相位为，Q路最后一符号相位为-3/4 。(a)/4-QPSK的信号空间图(b)格雷码标注/4-QPSK的信号空间图(c)比特序列符号序列01S300S210S101S311S410S101S301S3(d)不会呀比特序列符号序列0100100111100101第四章1.简述PIC与SIC各自的工作原理及其优缺点PIC与SIC各自的工作原理：如图所示优缺点：(1) PIC处理延迟小，但计算量大；SIC处理延迟大，但计算量小；(2)当功率控制不理想时，PIC性能劣于SIC；反之，PIC优于SIC；(3)SIC对弱用户信号检测的性能更好，但是以降低强用户检测性能为代价；2.简述智能天线的工作原理智能天线正是一种能够根据通信的情况，实时地调整阵列天线各元素的参数，形成自适应的方向图的设备。这种方向图通常以最大限度地放大有用信号、抑制干扰信号为目的，例如将大增益的主瓣对准有用信号，而在其它方向的干扰信号上使用小增益的副瓣。天线方向图如图所示：3.证明MRC接收分集中，能使最大化的加权系数i为 i2=ri2/N，其中N/2是各支路的噪声功率谱密度。同时证明 ，在该加权系数下=iri。最大比值合并把各支路信号加权后合并。在信号合并前对各路载波相位进行调整并使之同相,然后相加。这样合并器输出信号的包络为：输出信号包络为输出的噪声功率等于各支路的输出噪声功率之和则输出性噪比为根据许瓦兹不等式当且仅当时取等号，此时最大。4.本题说明，由于阵列增益的原因，即使没有衰落，分集合并也能带来性能