DC-DC变换器的设计方案

一种模块化高效DC-DC变换器的开发与研制设计方案一、 设计任务：设计一个将220VDC升高到600VDC的DC-DC变换器。在电阻负载下，要求如下：1、 输入电压Ui=220VDC，输出电压Uo=600VDC。2、 输出额定电流Io=2.5A，最大输出电流Iomax=3A。3、 当输入Ui在小范围内变化时，电压调整率SV2%（在Io=2.5A时）。4、 当Io在小范围你变化时，负载调整率SI5%（在Ui=220VDC时）。5、 要求该变换器的在满载时的效率90%。6、 输出噪声纹波电压峰-峰值Uopp1V（在Ui=220VDC，Uo=600VDC，Io=2.5A条件下）。7、 要求该变换器具有过流保护功能，动作电流Io（th）设定在3A。8、 设计相关均流电路，实现多个模块之间的并联输出。二、 设计方案分析1、DC-DC升压变换器的整体设计方案 图1 DC-DC变换器整体电路图如图1升压式DC-DC变换器整体电路所示，该DC/DC电压变换器由主电路、采样电路、控制电路、驱动电路组成；开关电源的主电路单元、样电路单元采、控制电路单元、驱动电路单元组成闭环控制系统，是相对输出电压的自动调整。控制电路单元以SG3525为核心，精确控制驱动电路，改变驱动电路的驱动信号，达到稳压的目的。2、DC-DC升压变换器主电路的工作原理DC-DC功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。 图2（a） DC-DC变换器主电路图2（b） DC-DC变换器主电路图2（a）是升压式DC-DC变换器的主电路，它主要由开关变换电路、高频变压电路、整流电路、输出滤波电路四大部分组成；图1（b）是用matlab模拟出的升压式DC-DC变换器的主电路图。其中开关变换电路主要由绝缘栅双极型晶体管IGBT、储能电容C和RC放电电路组成；高频变压器电路由一个工作频率为20KHz的升压变压器和一个隔直电容组成；整流电路部分采用桥式整流的设计方案，由四个快速恢复二极管构成，实现将逆变产生的纹波电流变换为直流方波电流；输出滤波电路采用LC滤波电路的设计方案。电路的工作原理是：直流电压Vin 经过Q1Q4 组成的全桥开关变换电路，在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C组成的滤波器，在R上得到平直的直流电压。全桥直流变换器由全桥逆变器、高频变压器和输出整流、滤波电路组成，也属于直流-交流-直流变换器。当控制信号Vq为高电平时，开关管Q1/Q4导通，开关管Q2/Q3截止；当控制信号Vq为低电平时，开关管Q1/Q4截止，开关管Q2/Q3导通一正一负，相间交替，实现了将直流电流逆变为锯齿纹波的功能。3、DC-DC变换器稳压原理通过输出电压的关系式可以看出，在输入电压或负载变化，要保证输出电压保持稳定时，可以采用两种方案。第一可以维持开关管的截止时间TOFF不变，通过改变脉冲的频率f来维持输出电压Uo的稳定，这便是脉冲频率调制（PFM）控制方式DC-DC变换器；第二可以保持脉冲的周期T不变，通过改变开关管的导通时间TON，即脉冲的占空比q，以实现输出电压的稳定，这就是脉宽调制（PWM）控制方式DC-DC变换器。由于目前已经有各种型号的集成PWM控制器，所以DC-DC变换器普遍采用PWM控制方式。 图2 DC-DC 稳压电路的组成图3是DC-DC升压稳压变换器的原理图，它主要有采样电路、控制电路（比较放大、误差放大）、驱动电路组成。其稳压原理是：假如输入电压Ui增大，则通过采样电阻将输出电压的变化（增大），采样和基准电压相比较通过比较放大器输出信号去控制控制电路输出脉冲占空比q的变化（减小），结果可使输出电压保持稳定。反之，当输入电压Ui减小时，PWM控制器输出脉冲占空比q也自动变化（增大），输出电压仍能稳定。三、主要单元电路设计1、DC-DC变换器主电路设计 该升压电路结构选择图1所示的电路。该变换电路设计主要是确定关键元件：输出滤波电容C、电感L、开关管IGBT和二极管D。（1）输入滤波电容的选择输入滤波电容Co是电解电容，主要是滤除低频波，平滑直流输出电压，减小其脉动，通常电容Co的电容值是从控制纹波的角度考虑的，但是直流220V的蓄电池输入无法确定其纹波，我们现在假设其是经过三相交流桥式整流得到的DC220V电压。图（3.1）MATLAB仿真图图（3.2）MATLAB仿真波形因为经过电容滤波之后，电压会升高，所以把整流后的有效直流电压设置为低于220V。本设计从能量的角度估算电容值，在电压脉动的过程中，电容不断的充电和放电。滤波的电容的输出即为后续电路的电源。在电压变化过程中电容吸收的能量为：Wc=12C(U12-U22)为了保证即使在最低输入电压时，也能保证额定的输出功率，根据能量守恒定律，在半周期内输出的能量等于电容从谷点电压充电到峰值电压储存的能量。最低输入电压：Ui min峰值电压：Upk min谷点电压：Uin min效率：（假设效率为90%）三相整流后的脉动频率为3f每个周期中输入滤波电容提供的能量为：每半个周期中输入滤波电容提供的能量为：于是得则：这样计算出来看似很大，其实不然，从另一个方面说，220V蓄电池的输出电压也不可能是这样脉动的，所以这个电解电容的选取要使用经验值。 我们结合电路设计的参数要求和现在市场中生产厂家所生产的有极性电解电容型号，最终选择使用两个450V/470F的电解电容并联来滤除输入电源中的低频波。由于电解电容无法吸收加在其两端的高频分量，所以还要在输入直流端并联上无极性的陶瓷电容，0.30.5uF.陶瓷电容有体积小，容量大、耐热性好、价格低等优点。（2）输出滤波储能电感设计由上图可知流过电感的电流波形图如下图所示当负载电流减少，直到负载电流减小到此时电流波形图如下：斜波电流的最低点正好降到零，在这个最低点处，电感电流为零，储能为零。如果负载电流进一步减小，电感将进入不连续工作状态，电压和电流的波形，以及闭环传递函数将发生较大变化。于是们在输出端加上一个“死负载”，让输出端的电流始终保持保证其使电路在期望的负载电流范围内工作与连续模式。同时，电感的选择应保证直流输出电流为最小规定电流时，电感电流也保持连续。通常最小规定电流约为额定负载电流的10%。由上图可知，电感电流斜波为：因为当直流电流等于电感电流斜波峰峰值一半时，进入不连续工作模式，则对于电感： 所以其中为产生一个脉冲电压时开关管的开通时间由图可知，对于全桥变换器，当最小时，使最小时不需要大于就可以输出所需的而则于是（假设）带入得整理为如果假定最小电流为额定电流的1/20则有计算电感量为12mH，实际选择20mH/5A的电感。电感自己绕制。设计电感参数：直流电流：16.67A,交流电流：纹波频率：20KHz需设计电感量：L=20mH铁芯材质：硅钢片叠片铁芯形式：C型温升：25度（3）输出滤波电容设计输出滤波电容C0的选择满足一些特性，C0并非理想电容，它可等效为寄生电阻R0和电感L0与其理想纯电容C0的串联。R0称为等效串联内阻，L0称为等效串联电感。一般的，如果考虑串联扼流圈Lf的纹波电流幅值，我们总希望这个纹波电流的大部分分量流入输出电容C0，因此输出电压的纹波由输出滤波电容C0、等效串联电阻R0和等效串联电感L0决定。对于低频（低于500KHz）纹波电流，L0可以忽略，输出纹波主要由R0和C0决定。C0是大电解电容，因此在开关频率处，由C0产生的纹波电压分量小于由R0产生的纹波电压分量。因此在中频段，输出纹波接近等于Lf的交流纹波电流乘以R0。有两个分别由R0和C0决定的纹波分量，由R0决定的纹波分量与电感斜波峰峰值（I2-I1）成正比，而由C0决定的纹波分量与流过C0电流的积分成正比。为了估算这些纹波分量并选择电容，必须知道R0的值，而电容厂家很少直接给出该值。但从一些厂家的产品目录可以知道，对很大范围内不同电压等级不同容值的常用铝电解电容，其R0C0的值近似为。（3） 开关管的选择开关管VT在电路中承受的最大电压是U0，考虑到输入电压波动和电感的反峰尖刺电压的影响，所以开关管的最大电压应满足1.11.2U0。实际在选定开关管时，管子的最大允许工作电压值还应留有充分的余地，一般选择（23）1.11.2U0。开关管的最大允许工作电流，一般选择（23）II。开关管的选择，主要考虑开关管驱动电路要简单、开关频率要高、导通电阻要小等。本设计选择N沟道功率场效应管IRF3205，该器件的VDSM=55V，导通电阻仅为8m，IDM=110A，完全满足设计要求。（4） 续流二极管的选择在电路中二极管最大反向电压为U0，流过的电流是输入电流II，所以在选择二极管时，管子的额定电压和额定电流都要留有充分大的余地。另外选择续流二极管时还要求导通电阻要小，开关频率要高，一般要选用肖特基二极管和快恢复二极管。本设计选用MBR10100CT，其最大方向工作电压为100V，最大正向工作电流为10A，完全满足设计要求。2、DC-DC变换器控制电路设计DC-DC变换器控制电路选用集成PWM控制器TL494构成，调制脉冲的频率选择50kHz，选择振荡电容CT为1000pF，电阻RT为22k即可满足要求。脉冲采用单端输出方式，将13脚接地，为了提高驱动能力，从内部三极管的集电极输出，并将两路并联，即将8、11脚并联接电源（即输入电压UI），9、10脚并联，该端即为脉冲输出端。为了保证输出电压U0稳定，要引入负反馈，即通过取样电阻R1、R2、RP1将输出电压反馈到TL494内部误差放大器的同相输入端（1脚），误差放大器的反相输入端（2脚）接一参考电压，图中由电阻R3、R4、RP2组成；当输出电压增高时，反馈信号和参考电压比较后，误差放大器的输出增大，结果使输出脉冲的宽度变窄，开关管的导通时间变短，输出电压将保持稳定。图中连接在误差放大器2脚和3脚之间的电阻和电容是构成PID调节器，目的是改善系统的动态特性。在给定参数下，调节RP2使15脚电位等于2.2V，然后调节RP1即可调节输出电压值。过流保护电路可以利用TL494内部另一误差放大器实现。图中电流取样电阻选择1/2W的精密电阻，两端并联一高频滤波电容，误差放大器的反相端（15脚）接电压等于2.2V的基准电压，电流取样电阻上的电压输入误差放大器的同相输入端（16脚），当电流大于1.2A时，16脚电压大于15脚电压，误差放大器输出增大，TL494输出脉冲宽度变窄，输出电压减小，则起到限流作用。 图4 DC-DC升压稳压电路四、系统安装与调试1、首先将由TL494组成的控制电路按图4在面包板上插接或在实验板上焊接起来（此时主回路先不接入）。2、检查无误后，假如+12V电源。1脚和16脚通过电阻接地，用示波器观察9、10脚连接点的输出脉冲的波形，由于反馈信号没有引入，此时输出脉冲信号的脉宽最大