基于multisim的100W全互补对称甲乙类音频功率放大器的设计与模拟

基于multisim的100W全互补对称甲乙类音频功率放大器的设计与模拟设计者：钟礼浩指导教师： （华南农业大学工程学院）目录：1设计背景及意义1.1 功放简介1.2 电路仿真软件Multisim简介1.3 全互补对称功放电路简介1.4 甲乙类功放电路简介2 设计方案 2.1 总模块设计图2.2 主放大器详细模块图2.3 电源模块供电电压的计算2.4 简要设计规格与参数3 电路图3.1 电路总图3.2 小信号放大器电路图3.3 主放大器电路图3.4 输出网络及延迟保护模块电路图3.5 普通稳压电源模块电路图3.6 线性稳压电源模块电路图4 各模块设计思路及元件运用介绍4.1 小信号放大器模块4.2 主放大器模块4.2.1 差分输入级4.2.2 电压放大级4.2.3 推动级4.2.4 直流伺服系统4.2.5 晶体管保护模块4.3 输出网络4.4 延时保护模块4.5 普通稳压电源模块4.6 线性稳压电源模块5 放大性能及相位测量6 参考文献1. 设计背景及意义1.1 功放简介在现代社会中，电子产品消费已经成为第二产业的一大重要组成部分，虽然音频功放有着较遥远的历史及成熟的产业链，但是，音频设计的更新换代从来没有停止，每一年都会涌现各类新型音响产品及其附属品。设计一款优良性能的功率放大器，对于人们生活质量的改善，有着不可磨灭的意义。近年来，模拟集成电路特别是运算放大器的设计技术进步神速，与分立件功放设计技术进展缓慢形成鲜明对比。但是，对比分立元件，集成器件有如下缺点：（1） 大量电路技术主要建立在集成电路能够制作出高精度匹配器件的基础上，同时还要求器件占用芯片面积小，以减少成本。（2） 集成电路难于制造精度高，线性好的电阻，很多电路技术为解决这一问题服务。由于电容占用芯片面积大，集成电路不便于制作，电容必须尽可能小，电路设计也因此收到了影响。对于集成电路功放和混合集成功放来说，设计固定，难以干预，只要按照厂方的应用技术文档，就可以简单使用，因此不再在这里进行探讨。虽然集成功放的品质和可靠性在过去10多年来有显著提高，但低失真，大功率功放仍是分立元件设计占主导地位。另外，很少有其他技术领域像音响领域那样，受错误信息，虚假论述和是非混淆所困扰。在过去的20年中，音响领域富于争议的观点和非理性的主观观点在增多，音响主观评价的盛行加剧了这一现象。本设计以科学理论为基础，模拟软件为辅助设计100w音频功率放大器。以参数，实验数据作为性能的衡量标准，不外加各种主观因素。设计方案遵循安全，性能，效率，成本等4个主要因素综合考虑。1.2 电路仿真软件Multisim简介 Multisim软件就是一个专门用于电子线路仿真与设计的 EDA 工具软件。作为 Windows 下运行的个人桌面电子设计工具， Multisim 是一个完整的集成化设计环境。而且Multisim计算机仿真与虚拟仪器技术可以很好的解决理论教学与实际动手实验相脱节的这一老大难问题。学员可以很好地、很方便地把刚刚学到的理论知识用计算机仿真真实的再现出来。并且可以用虚拟仪器技术创造出真正属于自己的仪表。极大地提高了学员的学习热情和积极性。真正的做到了变被动学习为主动学习。这些在教学活动中已经得到了很好的体现。还有很重要的一点就是：计算机仿真与虚拟仪器对教员的教学也是一个很好的提高和促进。 理论教学计算机仿真实验环节。 1.3 全互补对称功放电路简介本设计电路为全对称全互补式，能充分发挥NPN和PNP型晶体管互补的优点，使整体电路具有极高的稳定度。因信号从输入到输出都处于推挽放大状态，因而对称性很好，保真度极高。减少因互补管配对误差而造成的静态失调。1.4 甲乙类功放电路简介甲乙类（ClassAB）放大器在低电平驱动时，放大器为甲类工作，当提高驱动电平时，转为乙类工作。甲乙类放大器的长处在于它比甲类提高了小信号输入时的效率，随着输出功率的增大，效率也增高，虽然失真比甲类大，然而至今仍是应用最广泛的晶体管功率放大器程式，趋向是越来越多的采用高偏流的甲乙类，以减少低电平信号的失真。 2. 设计方案 2.1 总模块设计图输出网络/扬声器主功率放大器扬声器延时保护小信号缓冲/放大模块电源模块非稳压电源线性稳压电源 2.2 主放大器详细模块图输出缓冲电压放大差分输入放大晶体管保护电路直流伺服系统三级结构简介： 本设计采用放大器经典的三级结构，这种三级结构的放大器布局安排容易，能够使级与级之间的相互干扰降低至可以忽略的程度。此外它还有一些其他优点。第二级由于是电流输入（输入端可以视为虚拟地），在第一级的输入处只有很小的信号电压，因此第一级的输出电压很小，这样就使得第一级管子因密勒效应带来的相移和可能存在的厄利效应减至最小。补偿电容的加入降低了第二级的输入阻抗，使得第三极输入阻抗非线性带来的影响被削减。2.3 电源模块供电电压的计算（1）以100W平均功率工作时的输出电压：这表明最大输出电压的峰值（峰-峰值）使用正负双电源供电，取峰峰值的一半即40V，由于放大级三极管压降等要素考虑，外加10V的容裕即50V。（2）线性稳压模块主要为运算放大器供电及主放大器差分输入级供电（后述），取运放常用供电电压15V。2.4 简要设计规格与参数主放大器设计规格电压增益21倍（26.44dB）输出功率100W RMS （8欧负载）响应频率20Hz-20000Hz 小信号放大器设计规格电压增益2倍（6.02dB）电源模块设计规格普通稳压电源模块50V DC线性稳压电源模块15V DC延迟喇叭保护模块设计规格开机延迟时间2秒3. 电路图3.1 电路总图3.2 小信号放大器电路图3.3 主放大器电路图3.4 输出网络及延迟保护模块电路图3.5 普通稳压电源模块电路图3.6 线性稳压电源模块电路图4. 各模块设计思路及元件运用介绍4.1 小信号放大器模块由滑动变阻器R33作为输入音量调节。D28和D27两只二极管对运算放大器输入端进行保护。U1A作为同相放大器和U1B作为电压跟随器共同构成电压增益为2倍的放大器，C46为高频补偿电容。C47,C49,C50,C51为电源退偶电容。R71和R72为运放输出电压平衡电阻，信号后经一个高通无源滤波网络进入主放大器。信号增益计算：无源高通滤波器截止频率计算：该电路考虑到运放NJM5532为双运放，因此附加一电压跟随器增强动态时的电流输出能力。4.2 主放大器模块（只对电路上半部分作分析，电路下半部分雷同，不再叙述）4.2.1 差分输入级 （1）本设计的差分输入与常规差分输入级有所不同： 采用独立的双差分互补对称输入模块，减少因三极管性能参数的差异所造成的电压失调。 双差分模块有独立的恒流源，减少信号处理时的相互干扰。 差分电路除输出端一臂使用50V DC供电外，其余均使用15V DC供电， 理由如下：50V DC普通稳压电源的缺点：直流电压输出带有明显的纹波，必须注意功放本身的电源抑制能力（PSRR）。由于放大级的电压增益非常高，因此差分输入级所传递的信号电压非常小（为毫伏级），这时，由于普通稳压电源的纹波波动，以及在太动态输出时的扰动，会对差分输入对管的静态工作点造成严重影响，由于纹波电压与差分输入级交流电压均为毫伏级别，因此普通稳压电源对差分级输入所造成的影响不可忽略。之所以采用线性稳压电源供电，不仅因为差分输入级的消耗功率较低，线性稳压电源能充足提供，而且更重要的是能带来良好的电源抑制能力。综上所述，在差分输入级加入线性稳压电源能提高性能和减少失真。（2） 静态工作点 Q9，Q5构成差分输入对管，Q3，Q12构成渥尔曼自举化电路。渥尔曼电路：为了得到放大电路中很好的频率特性，应该使用共基极放大电路，但频率特性好的代价是使得输入阻抗变低，电路难于使用，渥尔曼电路刚好克服了这一缺点。 之所以使用渥尔曼电路，第一，能稳定差分输入管的静态工作点，Q9，Q5的取决于Q3，Q12的基极电压，Q3，Q12的基极电压由R2和R5的分压共同决定，且R2和R5均由线性稳压电源供电，因此Q9的静态工作点不受普通稳压电源模块50V DC的影响；第二，由于Q3，Q12的基极输入阻抗相等，流入基极的电流相等，因此流过Q9，Q5的集电极电流相等，Q3，Q12又等同于一组镜像电流源，综上所述，采用渥尔曼电路的好处就是获得差分输入对管完全相同的静态工作点（理论上）。 静态工作点的计算：（取Vbe=0.7V）电流源总支路电流计算：R2和R5支路电流计算（忽略Q3，Q12基极电流）：静态工作点电流计算：晶体管的计算：静态工作点的选取：静态电流：查看BC550B的技术文档资料，其共发射极电流放大系数与集电极电流的关系如下：考虑的因素：由图可知，Ic超过2mA后hFE下降。同时，主放大器的转换速率（SR）与Ic的大小有关，Ic越大，转换速率越高。静态电流越大，集电极-发射极压降不变时，静态消耗功率越大。在第一极点P1频率以上，驱动主极点电容的电流成为关键因素，而且每上升一个倍频程这一需求将增大一倍，驱动电容的电流由输入级提供，电流峰值需求为：其中，为放大器的输出电压峰值假设，放大器输出20kHz的100W功率（8欧负载），需要的电流为：综上所述，为了保持良好的性能，Ic选取2mA左右。集电极-发射极压降主放大器以100W功率工作时，输入的电压可以等效为： 为了使输入波形不发生削波现象及考虑晶体管静态耗散功率的发热，选取5V左右作为输入级差分对管的集电极-发射极压降。输入对管的静态消耗功率约为：（3） 在Multisim中输入级对管静态工作点的测试数据：Q9,Q5的静态电流： 相对误差：Q9,Q5集电极-发射极压降： 相对误差： （4） 为了减少电流源晶体管Q30静态发热量，加入电阻R19进行分压。4.2.2 电压放大级（1） 密勒主极点补偿电容C14输入级跨导gm：在Multisim中放大级的开环增益：开环增益为81.671dB12000倍，出于高频稳定性的考虑，将20kHz的增益最大值设为6000倍即75.6dB，所以（2） Q10,Q24与D6构成渥尔曼放大电路。1N4728为3.3V稳压管，假设温补管模块偏置电压为2.8V，则可以计算本放大级的摆幅，一半摆幅的理论值则为Q24集电极-发射极压降：符合设计要求（40V）。Multisim中对VceQ24的测量：（3） 放大级总支路电流 （A for Amplifier）负载最大电流=负载峰值电压/阻抗假设末级推动管的hFE为50，查看中功率管BD139的技术文档，100mA为峰值电流，常规状态下设其hFE为130。 这里设放大级总支路电流为比大得多的值20mA，以减少预推动管基极电流对放大级静态电流的影响。R9的计算：Multisim中流过R9电流即的测量：（4） Q7与R14,R15构成电流过载保护电路，通过检测R9压降使Q7导通截止Q10基极信号。功能简单，不再叙述。（5） 温度系数可变的温度补偿及偏置模块 温度补偿模块等效电路如上图所示 电压放大级电流源的实测数据为，下列计算，忽略Q1基极电流。设Q1 Vbeq为0.7V，温度系数为-2.6mV/，由于预推动管与末级推动管需要的偏置电压为4*Vbe，为了使主放大器工作在甲乙类状态，射极电阻需要有一定压降使三极管处于导通状态，本设计使用甲乙类结构只为了减少交越失真而并非着重于甲类放大器性能，因此设置末级推动管的静态电流为20mA，则Vbias应为： 由电路结构可知，Vbias为4只晶体管提供偏置电压，因此模块温度系数T应为4*-2.6mV/= -10.4mV/ 。这里取t= -2.6mV/,T= -10mV/，x为上升温度（）。根据等效电路，可计算3只电阻的取值：= -10mV/ 取R3=10,则R2=500,R1=1400.在电路图等效为R23=10,R17=500,R18=1400.在实际操作中，一般把R17设定为可调变阻器，在现场调试好末级推动管的静态电流，在这里，将R17拆分为一个270电阻和一个500的电位器。经调整后在Multisim中对Vbias和末级推动管IcQ26和IcQ18的测量：Vbias： 模拟中，Vbias与计算值相差甚大，这是由于Multisim内部对Vbeq的阈值设定不同所致的。不过由于电位器的可调作用，在实际电路中并不造成影响。同时R17+R40=600，在可以接受的调整范围内。IcQ26和IcQ18： 4.2.3 推动级 （1）Q13与Q26，Q18组成达林顿管电路，设置0.22欧电阻作为射极电阻。 考虑到单管推动温度漂移过大，因此增设一管作并联推动。（2） D9为箝位二极管。所有的动圈扬声器都会在某些频段呈现出感性阻抗的特性，而感性负载在电流快速变化时会产生瞬时高电压。在放大器输出端与电源线之间反接地功率二极管，可以箝制这个瞬时电压。4.2.4 直流伺服系统（1） 直流伺服系统（之所以用系统来强调，是因为由于它没有被包含在主放大器的反馈环路内）形成另一个反馈路径，这个反馈路径的直流增益和超低频增益高，可以为放大器提供连续不断的失调电压归零控制，并且只限于控制放大器的直流输出电位。基本结构：积分器同相（2） 特殊的积分电路U2U1 本电路只采用一只电容，为了验证其积分功能，现假设R42顶端电位为U1,与C4间的电位为U2，由于运放的增益为2，则输出端的电位为2U2，则流入C4的电流为： 由公式可知，当设定R43=R42时，流入C4的电流为恒值，电压以线性上升。加入C5是为了防止杂散电容引致的高频不稳定。（3）低频转折频率的设计 整个放大器的增益为21倍，R6,R7组成反馈网络，由于热噪声的关系，R6的取值应尽可能小，这里选取110，则R7为2.2k。为了减少直流伺服系统对输入级阻抗的影响，选择注入电阻R44为10倍于R7即22k。由于直流伺服系统为积分器的缘故，经过放大器本身反馈网络的反馈信号与经过积分伺服路径的反馈信号幅值相等时，这时的频点就是-3dB频点，是由于两个反馈信号的相位相差90度之故。现设定低频转折频率为0.2Hz，由于R7=R44/10，为了使0.2Hz时两反馈网络幅值相等，则频率响应的增益A=10，R42与C4构成低通滤波器及电容充放电网络，取C4=0.47uF，有代入C4=0.47uF和f=0.2Hz，得R42=338k，取常用阻值为330k。（4） Multisim中对积分功能的测试（y轴：C4电压）:输入：1mV DC输入：1V DC（5）安全问题 主放大器的电源电压为正负50伏，运放最大输出电压为正负15伏。积分器的频率响应的斜率为-6dB/oct，因此2Hz处的增益下跌为单位增益，即放大倍数为1,可算得6Hz处的增益至放大倍数的1/3，即还没有进入信号（20Hz以上）即可使其衰减至运放电压的输出范围，因此不会对运放及安全造成影响。4.2.5 晶体管保护模块(1) 晶体管保护需求分析 市面上有不少功率放大器的保护模块例如uPC1237等，这些芯片与普通的晶体管保护电路只能根据电流是否过载而进行保护判断，而实际情况是，功率晶体管的最大功率是一个常数，不仅取决于流过晶体管的电流，而且也与晶体管的集电极-发射极压降有关。如图所示为MJE15030(峰值耗散功率50W)的模拟功率曲线，y轴为Ic,x轴为Vce。电流判断保护线（6A）50W线明显地，超过10V后，保护线根本不能判断晶体管是否过载，普通保护电路并不能科学地进行保护工作。（2） 设置模块保护曲线，如图所示：该保护线的参数为双折线，参数点为:组号IcVce16A5V22A15V31A40V（3） 双斜率电压电流限制保护电路当Q14开启后，放大级电流直接由D3与Q14流过，基极偏置电压失效，从而达到保护晶体管的目的。该电路通过引入R57和R56形成第一条斜率线，D11开启后，形成第二条斜率线。（D11为1N4740稳压值为10V）电路中的保护模块可等效为：U2U1（R20为0.22）电位设置如下：U4零电势参考点U3电路计算遵循一个原则，U3=VbeQ14=0.7V时开启保护状态。组号1计算： 组号2计算： 联立两式并取R57+R56为10k得，又组号2刚好为斜率转折点，稳压二极管D11开启，则有代入数据得组号3计算：4.3 输出网络输出网络由一个与负载并联的茹贝尔网络（Rbe,C1）和一个与负载串联的电感及其阻尼电阻（Rbe1,L1）组成。扬声器呈感性负载时，茹贝尔网络起稳定放大器作用；容性负载时，则由电感及其阻尼电阻为放大器提供稳定作用。4.4 延时保护模块该模块通过阻容充电延迟主放大器信号进入扬声器，是因为由于前端电路由于退偶电容充电时间不一及元件不能完全配对以防主放大器的开机直流信号直接流过扬声器，防止扬声器线圈损坏。（1） 时间常数与电路元件值计算设达林顿管Vbe压降为0.6V，规格设定为t=2s即当t=2s时，继电器开启。Q27基极的最终稳定电位为：模块供电电压为+15V DC则可以设定R12和R22为13k和2k。（2） M