大功率隔离升压型dcdc设计与研究

武汉理工大学毕业设计（论文）题目大功率隔离升压型DCDC设计与研究学院（系）自动化学院专业班级自动化0702班学生姓名袁作斌指导教师张立炎黄亮学位论文原创性声明本人郑重声明所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了本论文绪论章节的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名年月日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密囗，在年解密后适用本授权书2、不保密囗。（请在以上相应方框内打“”）作者签名年月日导师签名年月日武汉理工大学本科生毕业设计（论文任务书学生姓名袁作斌专业班级自动化0702班指导教师张立炎黄亮工作单位自动化学院设计论文题目大功率隔离升压型DCDC设计与研究设计（论文）主要内容技术参数研究低电压输入（3080V），高电压输出（250300V），纹波电压125V，纹波电流069A，3KW以上功率的大升压比、大功率、电压可控型DC/DC变换器。设计电路及控制策略。要求完成的主要任务1学习MATLAB在电力电子技术中的应用；2了解DCDC的结构和工作原理；3设计隔离DCDC的主电路，并计算电路中相关元件的参数和选型；4设计控制电路；5在MATLAB中对电路进行仿真；6撰写毕业设计论文，字数不低于12000；7完成外文文献翻译，字数约为5000左右。必读参考资料1林飞，杜欣电力电子应用技术的MATLAB仿真北京中国电力出版社，20092ABRAHAMIPRESSMAN开关电源设计北京电子工业出版社，20053王兆安，刘进军电力电子技术北京机械工业出版社，20094陈坚电力电子学电力电子变换和控制技术北京高等教育出版社，2002指导教师签名系主任签名院长签名（章）武汉理工大学本科生毕业设计（论文）开题报告1、目的及意义（含国内外的研究现状分析）开关电源则是斩波电路应用的新领域，前者的应用是逐渐萎缩，而后者的应用方兴未艾、欣欣向荣，是电力电子领域的一大热点。DCDC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。直流变换电路的用途非常广泛，包括直流电动机传动、开关电源、单相功率因数校正，以及用于其他领域的交直流电源。直流直流（DCDC）变换器，能将一种直流电源变换为另一种具有不同输出特性的直流电源，是开关电源的核心。一般按照电路拓扑的不同，DCDC变换器分为不带隔离变压器的DCDC变换器和带隔离变压器的DCDC变换器。其中隔离DCDC变换器包括桥式、正激、反激、半桥和推挽五种。DCDC变换器的主要功能变换直流电压等级，隔离变压器则需要选取，其基本的作用是输入输出之间的隔离，也可进行变压。无论是哪一种DCDC变换器，主回路使用的元件都是功率半导体器件、电感、电容。目前使用的开关器件主要有MOSFET、IGBT以及二极管等。电感、电容是储存和传递电能的元件。DCDC变换器的基本手段都是通过开关器件的通断，使带有滤波器的负载线路与直流电源一会接通，一会断开，在负载上得到另一个等级的直流电压。开关电源具有功率小、效率高、体积小、重量轻。线路形式多样等诸多优点，在信息、航天、家电、军事、交通等领域得到普通的应用，并取得明显的效果。除计算机外，在各种电子设备中，开关电源应用得十分广泛。可以说，凡是电子设备，总是离不开电源，大凡电源，就用开关电源，这几乎成了规律。在中等功率以至较大功率领域，传统相控电源使用较多。但现在，使用开关电源已逐渐成为一种趋势。由于开关电源的优势十分明显，其在电力操作电源、通信电源的应用也很成功，由于电力MOSFET并联技术的发展，使它在焊接电源以至电镀电源中发展也很成功，并已为市场所逐步接受。随着人们对开关电源技术研究的不断深入化，不但使小功率开关电源的性能进一步提高，并且在中等功率及以上的范围内使这一技术大放异彩。目前，开关电源的应用范围越来越广。可以说，除了很大功率范围以外，凡是用到直流电源的地方，人们都会想到采用开关电源，作为一项基础技术，开关电源技术必将占据更加重要的地位。2、基本内容和技术方案查阅文献资料，在了解和熟悉DCDC转换器的结构、功能以及发展现状的基础上，对任务进行相关资料的收集。本文设计研究低电压输入（3080V），高电压输出（250300V），3KW以上功率的大升压比、大功率、电压可控型DCDC变换器的电路及控制策略。首先，对隔离电路进行分析，根据技术参数从中选出全桥电路作为主电路，将主电路分成逆变电路、变压器和整流滤波电路来分别分析，变压器作为隔离电路的重要部分，对其进行了详细的分析，计算相关元器件的参数。其次，为了减小损耗，逆变电路选择PWM零电压电路通过PWM波得变化来控制开关的关断来产生高频交流方波，控制电路选取移相全桥型软开关电源控制集成芯片UC3875来控制PWM波，同时考虑相关的驱动、比较和保护电路。最后对电路进行了仿真，给出仿真波形。完成字数不少于12万字的毕业论文。3、进度安排第12周查阅资料，收集关于DCDC的资料；第34周翻译外文资料，初步确定方案，完成开题报告；第56周确定最终方案，并进行可行性分析；第79周完成电路的设计；第1011周仿真调试，根据结果完善系统；第1215周完成论文撰写；第16周论文答辩；4、指导教师意见指导教师签名年月日目录摘要IABSTRACTII1绪论111开关电源主要类型112国内外研究现状2121开关电源技术的发展及现状2112开关电源技术发展趋势313主要研究内容42隔离DCDC电路拓扑结构设计521五种隔离电路原理5211正激电路5212反激电路6213半桥电路7214全桥电路9215推挽电路1022主电路比较与选型11221电路的比较和应用分析11222整流电路的比较与分析113隔离DCDC电路的参数设计1231变压器的设计12311变压器的相关参数12312变压器参数的计算1432输出整流电路的设计15321输出整流电路相关参数15322整流二极管参数1533滤波电路的设计16331输出滤波电路的设计16332输出滤波电路参数1834逆变电路的设计18341功率开关器件的选型19342开关元件的设计194控制电路的设计2041移相PWM控制芯片UC3875的特性2042驱动电路设计2243反馈电路结构2244保护电路的设计235电路的仿真2451逆变电路仿真2452总电路的仿真25总结与展望27参考文献28附录1电路图29附录2逆变电路仿真模型30附录3电路仿真模型31致谢32摘要开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。直流直流变换器，能将直流电变换为其他形式的电，一方面将直流电变成交流电以供使用，另一方面将直流电变成所需要的不同特性的直流电。是开关电源的核心。本文设计研究低电压输入（3080V），高电压输出（250300V），3KW以上功率的大升压比、大功率、电压可控型DC/DC变换器的电路及控制策略。首先，对隔离电路进行分析，根据技术参数从中选出全桥电路作为主电路，分析逆变电路、变压器和整流滤波电路。其次，为了减小损耗，逆变电路选择PWM零电压电路通过PWM波得变化来控制开关的关断来产生高频交流方波，变压器作为隔离电路的重要部分，文中对其进行了详细的分析和设计，并进行相关的数据计算和分析。最后对电路进行了仿真，给出仿真波形。关键词开关电源；大功率；隔离；变压器ABSTRACTSWITCHINGPOWERSUPPLYISTHEUSEOFMODERNPOWERELECTRONICS,CONTROLSWITCHESONANDOFFTIMERATIOOFTHEOUTPUTVOLTAGETOMAINTAINASTABLEPOWERSUPPLYDCDCCONVERTER,ABLETOTRANSFORMINTOOTHERFORMSOFDIRECTCURRENTELECTRICITY,WHILETHEDIRECTCURRENTINTOALTERNATINGCURRENTFORUSE,ONTHEOTHERHANDWILLNEEDTODIRECTCURRENTINTODIRECTCURRENTOFDIFFERENTCHARACTERISTICSISTHECORESWITCHINGPOWERSUPPLYINTHISPAPERTHEDESIGNOFLOWVOLTAGEINPUT3080V,HIGHVOLTAGEOUTPUT250300V,3KWORMOREPOWERTHANTHEBIGBOOST,POWER,VOLTAGECONTROLLABLEDC/DCCONVERTERCIRCUITSANDCONTROLSTRATEGIESANALYSISOFTHEISOLATIONCIRCUIT,ACCORDINGTOTHETECHNICALPARAMETERSTOCHOOSETHEFULLBRIDGECIRCUITASTHEMAINCIRCUITOFINVERTERCIRCUITS,TRANSFORMERANDRECTIFIERFILTERCIRCUIT,TOREDUCETHELOSS,ZEROVOLTAGEPWMINVERTERCIRCUITSELECTEDBYTHECHANGEOFPWMWAVECONTROLSWITCHWASTURNEDOFFTOGENERATEHIGHFREQUENCYACSQUAREWAVE,TRANSFORMERISOLATIONCIRCUITASANIMPORTANTPARTOFTHISPAPERWERECARRIEDOUTDETAILEDANALYSISANDDESIGN,ANDASSOCIATEDDATACALCULATIONANDANALYSISFINALLY,CIRCUITSIMULATION,THESIMULATIONWAVEFORMKEYWORDSSWITCHINGPOWERSUPPLY；POWER；ISOLATION；TRANSFORMER1绪论电源是所有用电设备的心脏，为设备提供动力。开关电源处于电源技术的核心地位，近十年来有了突飞猛进的发展。按照目前的习惯，开关电源专指电力电子器件工作在高频开关状态下的直流电源，因此，开关电源也称为高频开关电源1。直流开关电源是各种电源中应用范围最广和市场最大的一种，包括AC/DC和DC/DC。直流开关电源经过几十年的发展，集中了许多高新技术，包括新型功率半导体器件、软开关技术、功率因数校正技术、同步整流技术、智能化技术、表面安装技术，已经形成高工作频率、高效率、高功率密度、高可靠性等为特征的现代直流开关电源。近年来，许多领域，如邮电通讯、军事装备、交通设备、仪器设备、工业设备、家用设备等方面越来越多地应用开关电源并取得显著效益。开关电源的迅速发展得益于巨大的市场需求。此外，电子器件，磁性材料，变换技术，控制理论等技术的发展及仿真软件的不断涌现与日趋完善，也使得开关电源的研发制造水平大大提高。11开关电源主要类型现代开关电源有两种一种是直流开关电源；另一种是交流开关电源。主要介绍的只是直流开关电源，其功能是将电能质量较差的原生态电源，如市电电源或蓄电池电源，转换成满足设备要求的质量较高的直流电源1。直流开关电源的核心是DCDC转换器。因此直流开关电源的分类是依赖DCDC转换器分类的。也就是说，直流开关电源的分类与DCDC转换器的分类是基本相同的，DCDC转换器的分类基本上就是直流开关电源的分类。直流DCDC转换器按输人与输出之间是否有电气隔离可以分为两类一类是没有隔离的称为非隔离式DCDC转换器；另一类有隔离的称为隔离式DCDC转换器2。非隔离式DCDC转换器，根据电路形式的不同，可以分为降压式（BUCK）DCDC转换器，升压式（BOOST）DCDC转换器、升压降压式（BUCKBOOST）DCDC转换器、丘克（CUK）DCDC转换器等2。隔离式DCDC转换器可以按有源功率器件的个数来分类。单管的DCDC转换器有正激式和反激式两种。双管DCDC转换器有双管正激式，双管反激式、推挽式和半桥式四种。四管DCDC转换器就是全桥DCDC转换器。隔离离式DCDC转换器在实现输出与输入电气隔离时，通常采用变压器来实现，由于变压器具有变压的功能，所以有利于扩大转换器的输出应用范围，也便于实现不同电压的多路输出，或相同电压的多种输出。在功率开关管的电压和电流定额相同时，转换器的输出功率通常与所用开关管的数量成正比。所以开关管数越多，DCDC转换器的输出功率越大，四管式比两管式输出功率大一倍，单管式输出功率只有四管式的1/4。DCDC转换器也可以分为自激式和他控式。按照开关管的开关条件，DCDC转换器又可以分为硬开关（HARDSWITCHING）和软开关（SOFTSWITCHING）两种。12国内外研究现状121开关电源技术的发展及现状1955年美国罗耶发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端。1957年美国查赛发明了自激式推挽双变压器。在1964年美国科学家提出了取消工频变压器的开关电源的设想。直到1969年终于做成了25千赫的开关电源。这一电源的问世，在世界各国引起了强烈反响，从此对开关电源的研究成了国际会议的热门课题2。自20世纪60年代开始得到发展和应用的DCDC功率变换技术，其实是一种硬开关技术。60年代中期，美国已研制成20KHZDCDC变换器及电力电子开关器件，并应用于通信设备供电。由于这种技术抛弃了50HZ工频变压器，使直流电源的重量、体积大幅度减小，电源效率和输出直流电的质量得以提高。到70年代初期，这种技术已在先进国家普遍采用。早期开关电源的控制电路一般以分立元件的非标准电路为主，经过十多年的发展，国外在1977年左右进入控制电路集成化阶段。这标志着开关电源的重大进步。80年代初英国采用上述原理，研制了第一套完整的48V成套电源，即目前所谓的开关电源SMPSWITCHMODEPOWER或开关整流器SMRSWITCHMODERECTIFIER。70年代以来，在硬开关技术发展和应用的同时，国内外电力电子界和电源技术界不断研究开发高频软开关技术。在70年代，最先出现了全谐振型变换器，一般称之为谐振变换器RESONANCONVERTERS。它实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器SERIESRESONANTCONVERTERS,SRCS和并联谐振变换器PARALLELRESONANTCONVERTERSPRCS两类。此类变换器一般采用频率调制的方法，且与负载关系很大，对负载变化很敏感，在谐振变换器中，谐振元件一直处于谐振工作状态，参与能量变换的全过程。准谐振变换器QUASIRESONANTCONVERTERS,QRCS和多谐振变换器MULTIRESONANTCONVERTERS,MRCS出现在80年代中期。这是软开关技术的一次飞跃，这类变换器中的谐振元件只参与能量变换的某一个阶段，而不是全程。它也是采用频率调制的控制方法。80年代末出现了零开关PWM变换器ZEROSWITCHINGPWMCONVERTERS，它可以分为零电压开关PWM变换器ZEROVOLTAGESWITCHINGPWMCONVERTERS和零电流开关PWM变换器ZEROCURRENTSWITCHINGPWMCONVERTERS两种。它们采用的是PWM控制，谐振元件的谐振工作时间一般为开关周期的1/101/50。90年代初出现了零转换PWM变换器ZEROTRANSITIONCONVERTERS。它也分为零电压转换PWM变换器ZEROVOLTAGETRANSITIONCONVERTERS和零电流转换PWM变换器（ZEROCURRENTTRANSITIONCONVERTERS两种2。它是软开关技术的又一次飞跃。其特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路只是在主开关管开关时工作一小段时间，实现主开关管的软开关，其它时间则停止工作。其损耗很小。在环境保护意识日益加强的21世纪，电源系统的绿色化概念被提出。所谓电源绿色化首先是显著节能，因为节电可以减少发电对环境的污染其次是电源不能或少对电网产生污染。事实上许多功率电子节能设备往往是电网的污染源。这些污染使得总的功率因数下降，使电网电压产生毛刺尖峰甚至畸变。20世纪末各种有源滤波器和有源补偿器方案诞生，有了功率校正PFCPOWERFACTORCORRECTOR的方法，为开关电源产品的绿色化奠定了基础。近年来，为缩小开关变换器的体积和重量，提高其功率密度，并改善动态响应，开关频率大幅度的提高，高频化成为一种趋势。小功率DCDC变换器开关频率将由200500KHZ提高到1MHZ以上，但是高频化又会产生新的问题，其一，开关损耗以及无源元件的损耗增大其二，高频寄生参数影响增大以及高频电磁干扰问题严重。因此，为减小损耗，提高效率，采用了软开关技术，包括无源无损（吸收网络）软开关技术，有源软开关技术。1988年RAFISHER提出了移相控制全桥ZVSPWM变换器的概念并利用其做出了500KHZ、250WDC/DC变换器；2000年浙大的DAVIDMXU采用在输出整流电路并联谐振网络的方法，做出了5KW、100KHZ的ZCTPWM全桥DC/DC变换器，效率达962004年张军明，张方等采用两个MOS管组成输出整流的一个桥臂，做出了28KW、200KHZ的ZVSPWM全桥DC/DC变换器；现在1MHZ以上的DC/DC电源的输出功率未扩容仅能达到几百瓦2。目前在相当高的开关频率大于300KHZ下，基本上DC/DC电源的功率都比较小，因为开关电源大功率输出会遇到很多难点，例如，软开关方案的选择；MOSFET的驱动及串并联问题；电路拓扑结构的选择；分布参数的影响等，因此对高频率、大功率的开关电源进行研究很有价值。112开关电源技术发展趋势开关电源相关技术正处于迅速发展阶段。开关电源正向小型化和轻量化发展，因此,高频化也就成为开关电源的主要发展方向之一。在一定范围内,开关频率的提高,不仅能有效地减小电容、电感以及变压器的尺寸,而且还可抑制干扰、改善电源系统的动态性能。开关电源的缺点之一就是产生的电磁干扰较大。若单纯追求高频化,电磁干扰也会随之增大。软开关技术应用,既可以提高频率,又可以降低噪声，达到较好的动态性能。进入21世纪，开关电源的具体技术将在以下几方面有更大的发展31）高性能碳化硅（SIC）功率半导体器件的发展可以预见，SIC将是21世纪最有可能成功应用的新型功率半导体器件材料，其特点是禁带宽，工作温度高，通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。2）高频磁技术高频开关变换器中用了多种磁元件，有许多基本问题要研究，如高频下的寄生参数问题，满足高频要求的磁性材料，磁电混合集成技术等。3新型电容器研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容，要求电容量大，ESR小，体积小等。4功率因数校正ACDC开关变换技术一般高功率因数ACDC电源由两级组成在DCDC变换器前加一级前置功率因数校正器，至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路，这样对于小功率开关电源来说，总体效率低，成本高。5高频开关电源的EMC研究专门针对开关电源EMC的研究工作，目前还处于起始阶段，在电磁兼容领域，存在着许多交叉学科的前沿问题有待研究。6开关电源的设计和测试技术建模，仿真和CAD是一种新的，方便且节省的设计工具，此外开关电源的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发，研究与应用也是应大力发展的。7低电压，大电流的开关电源开发数据处理系统的速度和效率日益提高，新一代微处理器的逻辑电压可以低到1118V，而电流达50100A,因此对其供电电源的要求是输出电压很低，输出电流大，电流变化率高，响应快等。13主要研究内容本文设计研究低电压输入（3080V），高电压输出（250300V），3KW以上功率的大升压比、大功率、电压可控型DC/DC变换器的电路及控制策略。第一章介绍开关电源的概念、主要类型和分类；开关电源的发展史以及现阶段我国开关电源的发展趋势；并简要介绍了开关电源在各个领域的应用，最后给出本文的主要研究内容。第二章主要介绍隔离型DCDC电路的原理，并对正激型电路、反激型电路、半桥型电路、全桥型电路、推挽型电路这五种隔离型电路进行了简要分析，最后对这五种电路进行比较，根据任务书的技术参数进行主电路的选型。第三章主要是设计主电路，将主电路分为逆变电路、变压器、整流电路和滤波电路四个部分进行设计，主要包括电路的选型、元器件的选择和相关参数的计算。第四章主要是设计控制电路，包括PWM控制电路和芯片的选择以及相关的驱动、比较和保护电路。第五章用MATLAB对电路进行仿真，并对仿真结果进行分析研究。2隔离DCDC电路拓扑结构设计带隔离的直流直流变流电路的结构如图21所示，同直流斩波电路相比，直流变流电路中增加了交流环节，因此也称为直交直电路2。图21带隔离的直流直流变流电路的结构采用这种结构较为复杂的电路来完成直流直流的变换的主要原因输出端与输入端需要隔离；某些应用中需要相互隔离的多路输出；输出电压与输入电压的比例远小于1或远大于1；交流环节采用较高的工作频率，可以减小变压器和滤波电感、滤波电容的体积和重量。通常，工作频率应高于20KHZ这一人耳的听觉极限，以免变压器和电感产生刺耳的噪声。随着电力半导体器件和磁性材料的技术进步，电路的工作频率已达几百千赫兹至几兆赫兹，进一步缩小了体积和重量。由于工作频率较高，逆变电路通常使用全控型器件，如GTR、MOSFET、IGBT等。整流电路中通常采用快恢复二极管或通态压降较低的肖特基二极管。带隔离的直流直流变流电路分为单端和双端电路两大类4。在单端电路中，变压器中流过的是直流脉动电流，而双端电路中，变压器中的电流为正负对称的交流电流。正激电路和反激电路属于单端电路，半桥、全桥和推挽电路属于双端电路。21五种隔离电路原理211正激电路正激电路包含多种不同的拓扑，典型的单开关正激电路原理及其工作波形分别如图22和图23所示2。图22正激电路的原理图图23正激电路的工作波形电路的工作过程为开关S开通后，变压器绕组W1两端的电压为上正下负，与其耦合的绕组W2两端的电压也是上正下负。因此VD1处于通态，VD2为断态，电感L的电流逐渐增长；S关断后，电感L通过VD2续流，VD1关断，L的电流逐渐下降。S关断后，变压器的励磁电流经绕组W3和VD3流回电源，所以S关断后承受的电压为（21）13SINUU其中，N为绕组匝数。开关S开通后，变压器的励磁电流由零开始，随着时间的增加而线性的增长，直到S关断。S关断后到下一次在开通的一段时间内，必须设法使励磁电流降回零，否则下一个开关周期中，励磁电流将在本周期结束时的剩余值基础上继续增加，并在以后的开关周期中依次累积起来，变得越来越大，从而导致变压器的励磁电感饱和。励磁电感饱和后，励磁电流会更加迅速地增长，最终损坏电路中的开关元件。因此在S关断后使励磁电流降回零是非常重要的，这一过程称为变压器的磁心复位。在正激电路中，变压器绕组W3和二极管VD3组成复位电路。开关S关断后，变压器励磁电流通过绕组W3和二极管VD3流回电源，并逐渐线性地下降为零。从S关断到绕组N3的电流下降到零所需的时间TRST见式（22）所示。S处于断态的时间必须大于TRST，以保证S下次开通前励磁电流能够降为零，使变压器磁心可靠复位。（231ONRSTN2）在输出滤波电感电流连续的情况下，即S开通时电感L的电流不为零，输出电压与输入电压的比为2302211ONIUNTDT如果输出电感电流不连续，输出电压U0将高于式（23）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下（2201IN4）212反激电路反激电路原理及其工作波形见图24和图25所示2。图24反激电路原理图图25反激电路的工作波形同正激电路不同，反激电路中的变压器起着储能元件的作用，可以看作是一对相互耦合的电感。S开通后，VD处于断态，绕组W1的电流线性增长，电感储能增加；S关断后，绕组W1的电流被切断，变压器中的磁场能量通过绕组W2和二极管VD向输出端释放。S关断后的电压为（2102SINUU5）反激型电路可以工作在电流连续和电流断续两种工作模式（1）如果当S开通时，绕组W2中的电流尚未下降到零，则称电路工作于电流连续模式。（2）如果S开通前，绕组W2中的电流已经下降到零，则称电路工作在断续模式。当工作于电流连续模式时输出、输入间的电压比为（2021OFNIUNT6）当电路工作在断续模式时，输出电压高于式（26）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的情况下，U0,这将损坏电路中的元器件，因此反激型电路不应工作于负载开路状态。213半桥电路半桥电路的原理如图26所示，工作波形如图27所示2。图26半桥电路原理图图27半桥电路的工作波形半桥电路中，变压器一次侧的两端分别连接在电容C1、C2的连接点和开关S1、S2的连接点。电容C1、C2的连接点的电压分别为UI/2。S1与S2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为UI/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压UD的平均值，也就改变了输出电压UO。S1导通时，二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组W1中的电流为零，根据变压器的磁势平衡方程，绕组W2和W3中的电流大小相等、方向相反，所以VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为UI。由于电容的隔直作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次电压的电流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和。为了避免上下两开关在换流的过程中发生短暂的同时导通现象而造成短路损坏开关，每个开关各自的占空比不能超过50，并应留有裕量。当滤波电感L的电流连续时（202211/ONISUNTDT7）在半桥电路中，占空比定义。/2ONSTD如果输出电感电流不连续，输出电压UO将高于式（27）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下（28）201IUN214全桥电路全桥电路的原理图和工作波形分别如图28和图29所示2。图28全桥电路原理图图29全桥电路的工作波形桥型电路中的逆变电路由4个开关组成，互为对角的两个开关同时导通，而同一侧半桥上下两个开关交替导通，将直流电压逆变成幅值为UI的交流电压，加在变压器一次侧。改变开关的占空比，就可以改变整流电压UD的平均值，也就改变了输出电压UO。当S1与S4开通后，二极管VD1和VD4处于通态，电感L的电流逐渐上升；S2与S3开通后，二极管VD2和VD3处于通态，电感L的电流也上升。当四个开关都关断时，四个二极管都处于通态，各分担一半的电感电流，电感L的电流逐渐下降。S1与S2断态时承受的峰值电压均为UI。如果S1、S4与S2、S3的导通时间不对称，则交流电压UT中将含有直流分量，会在变压器一次电流中产生很大的直流分量，并可能造成磁路饱和。因此全桥电路应注意避免电压直流分量的产生。也可以在一次侧回路串联一个电容，以阻断直流电流。为了避免同一侧半桥中上下两开关在换流的过程中发生短暂的同时导通现象而短路损坏开关，每个开关各自的占空比不能超过50，并应留有裕量。当滤波电感电流连续时，有（2021ONIUTNT9）如果输出电感电流不连续，输出电压UO将高于式（29）的计算值，并随负载减小而升高。215推挽电路推挽电路的原理如图210所示，工作波形如图211所示2。图210推挽电路原理图图211推挽电路的工作波形推挽电路中，两个开关S1和S2交替导通，在绕组N1和N1端分别形成相位相反的交流电压。S1导通时，二极管VD1处于通态，S2导通时，二极管VD2处于通态，当两个开关都关断时，VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流。S1或S2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为两倍UI。如果S1和S2同时导通，就相当于变压器一次绕组短路，因此应避免两个开关同时导通，每个开关各自的占空比不能超过50，还要留有死区。当滤波电感电流连续时，（2021ONIUTNT10）如果输出电感电流不连续，输出电压UO将高于式（210）的计算值，并随负载减小而升高，在负载为零的极限情况下，（2201INU11）22主电路比较与选型221电路的比较和应用分析表21为以上几种电路的比较10。表21各种带隔离的直流直流变流电路的比较电路优点缺点正激电路较简单，成本低，驱动电路简单变压器单向励磁，利用率低反激电路非常简单，成本很低，驱动电路简单难以达到较大的功率，全桥变压器双向励磁，容易达到大功率结构复杂，有直通问题半桥变压器双向励磁，开关较少，成本低有直通问题，可靠性低推挽只有一个开关，通态损耗较小，驱动简单有偏磁问题一般说来，小功率电源（1100W）宜采用电路简单成本低的反激电路；电源功率在100W以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，则应采用正激电路；对于功率大于500W，工作条件较好的电源，则采用半桥或全桥电路较为合理；如果对于成本要求比较严，可以采用半桥电路；如果功率很大，则应采用全桥电路；推挽电路通常用于输入电压很低功率较大的场合。222整流电路的比较与分析三种整流电路的比较见表223。表22三种整流电路的比较电路优点缺点全桥二极管电压低，变压器绕组结构简单二极管数量多，总通态损耗大全波元件总数少，结构简单，总通态损耗小二极管电压高，变压器绕组需中心抽头倍流总通态损耗小，变压器绕组结构简单二极管电压高，电感数多通常在输出电压较低的情况下（100V）采用全波整流电路比较合适，而在高压输出的情况下，应采用全桥整流电路。我所做的大功率隔离升压DCDC的技术参数低电压输入（3080V），高电压输出（250300V），3KW以上功率的大升压比、大功率、电压可控型DC/DC变换器。综合以上各回路特点，结合此次设计要求，所以我选择全桥型电路来作为我的隔离电路。3隔离DCDC电路的参数设计开关电源的主电路主要处理电能，即功率变换。主电路主要包括逆变电路、高频变压器、输出滤波电路等部分。主电路的设计通常在整个电源的设计过程中占有最为重要的地位。31变压器的设计311变压器的相关参数变压器是开关电源中的核心元件，许多其他主电路元件的参数设计都依赖于变压器的参数，因此应该首先进行变压器的设计。高频变压器工作时的电压、电流都不是正弦波，因此其工作状况同工频变压器有较大差别，设计公式也有所不同。需要设计的参数是电压比、铁心的形式和尺寸、各绕组匝数、导体截面积和绕组结构等，所依据的参数是工作电压、工作电流和工作频率等。电压比的计算原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压仍能达到要求的上限，考虑到电路中的压降，输出电压应留有裕量931MINAXTOUDK式中KT电压比；UIMIN输入直流电压最小值，应选取输入电压下限并注意考虑电压的纹波；UOMAX最高输出电压；U电路中的压降，应包含整流二极管压降和电路中的线路压降等；DMAX最大占空比，其定义为二次侧整流输出电压脉冲的占空比，全桥电路中为开关导通占空比的2倍。计算出电压比后，可根据AP法4选取合适的铁心322TEWCSPBKJF式中AE铁心磁路截面积；AW铁心窗口面积；PT变压器一次侧和二次侧的总功率；FS开关频率；B铁心材料所允许的最大磁通密度的变化量；J变压器绕组导体的电流密度；KC绕组在铁心窗口中的填充系数。选定铁心后，便可以计算绕组匝数。由于电压比已知，可以首先计算一次侧或二次侧绕组匝数中任意一个，让后根据电压比推算另一个。通常由于输出电压是稳压的，由下面的分析可知计算二次侧匝数更容易4。33TTEUDNAB式中N所计算的绕组的匝数；UTDT这一绕组承受的最大伏秒面积，即电压正半周或负半周的面积；B铁心材料允许的最大磁通密度变化范围；AE铁心截面积。为了保证在任何条件下铁心不饱和，设计时应按最大伏秒面积计算匝数。因为电路中电压的波形都是方波，所以最大伏秒面积的计算可以简化为电压和脉冲宽度的乘积。由于输出电压通常是稳压的，因此由变压器二次侧计算最大伏秒面积较为方便。对全桥电路2MAX02ONTVTSUDSOTU20MAXSTTD34O式中UT2二次侧绕组电压幅值；TS开关周期。因此，二次侧绕组匝数的设计公式简化为35MAX2OSEUTNAB一次侧绕组匝数可以由二次侧匝数和电压比计算获得。根据流过每个绕组的电流值和预先选定的电流密度（J），即可计算出绕组导体截面436CIJ可以用变压器的等效电路来说明励磁电感和漏感，见图31。图31变压器的T型等效电路图中LM1、LM2为励磁电感，LS1为一次侧绕组的漏感，LS2为二次侧绕组漏感，已经按电压比折算到一次侧。372011REMANLL式中0真空磁导率；R铁心材料相对磁导率；AE铁心截面；N1次绕组匝数；L铁心磁路长度。由于铁磁材料的相对磁导率UR很大，因此励磁电感通常也很大。如果铁心未夹紧，磁路中有气隙，则励磁电感会急剧下降，励磁电流成倍增加，导致变压器性能严重劣化。变压器的漏感来源于某一绕组产生的，并仅同自身耦合的磁链，因此它同一、二次侧绕组互相耦合的紧密程度密切相关，耦合不够紧，则漏感会增加。漏感对电路工作带来的影响主要是负面的，将使变压器损耗及占空比丢失增加等，因此变压器的设计通常应尽量减小漏感。减小漏感得办法主要是提高一、二次绕组耦合的紧密程度，如采用间隔绕组等。312变压器参数的计算变压器电压比的计算按照公式（31）。UIMIN取30V。DMAX同控制电路有关，此处选为09。UOMAX选为最高输出电压300V，U选2V。将以上数据代入可得（3MINAX089TOK8）按公式（32）计算截面窗口面积之积，其中由于输出侧采用桥式整流电路，PT为输出功率的2倍，即6KW，开关频率FS取20KHZ，铁心材料选为铁氧体，其B取035T，导体电流密度J选取4A/MM2，即4106A/M2，窗口填充系数KC选取05。将这些数据代入得（374421021CMTPEWCSPABKJF9）选择铁心FERROXCUBE磁心，型号为E65/32/273C94，按照生产厂家提供的手册，其铁心截面积AE为54104M2，窗口面积AW为54104M2，铁心、窗口面积之积为292108M4，可以满足要求。选定铁心后，便可以根据公式（35）计算绕组匝数。可得N240匝（310）一次绕组匝数可以由二次侧匝数和电压比推算。N14匝（311）根据公式（36）可得二次侧绕组的导体截面积AC23MM2（312）根据电压比可以算出一次侧绕组导体的导体截面积AC1337MM2（313）32输出整流电路的设计输出整流电路由于输出电压较高，根据第2章的分析可以知道桥式电路更适合高电压输出，所以采用桥式整流电路。321输出整流电路相关参数流过变压器二次侧整流二极管的峰值电流为314MAXA12DOII流过二极管的最大平均电流为315AXAXOII所选取的二极管允许的峰值电流应大于式（314）中的IDMAX，平均电流应大于（315）中的IOMAX。根据二极管的平均电流可以估算其通态损耗（316MAXDONDPIU）式中，UD取二极管在流过峰值电流时的通态压降。二极管的开关损耗可以按下式估算317DSONFSE322整流二极管参数变压器二次侧整流二极管承受的反向电压最大值为整流电压最大值除以变压器电压比，取899V，考虑到二极管关断时产生的电压尖峰，因此选取二极管的耐压为1200V。流过二极管的峰值电流按公式314设计132A（318MAXDI）流过二极管的最大平均电流按公式315设计6A（3MAXDI19）所选取的二极管允许的峰值电流应大于132A，平均电流应大于6A。初选IXYS公司的DSEP1512CR（1200V，15A）。该器件在12A电流时的通态压降为267V，RTHJC1K/W。根据二极管的平均电流可以按公式（316）估算其通态损耗16W（3DONP20）33滤波电路的设计331输出滤波电路的设计输出滤波电路的作用是滤除二次侧整流电路输出的脉动直流中的交流成分，得到平滑的直流输出。在开关电源中通常采用一级LC滤波电路，当要求输出纹波很小时，也采用两级LC滤波电路，见图325。A）单级LC滤波电路B）二级LC滤波电路图32输出滤波电路滤波器的设计应首先进行电感的设计，然后再进行电容的设计。设计滤波电感应根据输出电压、输出电流和开关频率，并应首先选定允许的电感电流最大纹波值，然后按如下公式计算电感值5。321IMAX8TSULKFI式中L滤波电感的值；UIMAX输入电压最大值；FS开关频率；I允许的电感电流最大纹波峰峰值。计算出电感值后，根据电感值和流过电感的电流，按AP法选定电感铁心322MPEWCLIIABKJ式中AE铁心磁路截面积；AW铁心窗口面积；L电感值；I电感电流最大有效值；IM电感电流最大峰值；BM磁路磁通密度最大值；J电感绕组导体的电流密度；KC绕组在铁心窗口中的填充系数。按如下公式计算绕组匝数5（3MELINBA23）按如下公式计算气隙5324）2OELL然后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出电感绕组的导体截面。由于已知电感电流最大纹波值，可以假设电感电流最大纹波有效值为，其频率成分主要为基23I波，在该频率下滤波电容的阻抗5为325221CESRESLZC式中RESR滤波电容等效串联电阻；LSEL滤波电容等效串联电感；C滤波电容值；纹波电流的基波角频率。忽略谐波，则根据预先选定的输出电压最大纹波有效值，可以按下式计算出滤波电容的阻抗（323CUZI26）然后根据电解电容的手册选择合适的电容。由于开关电源中的输出滤波器处理的功率很大，因此滤波电感的电流容量应留有足够的裕量，以免在输出大电流时饱和，滤波电容采用高频电解电容以提高滤波效果、减少发热，往往采用多个小电容并联，以降低等效串联电感LES和等效串联电阻RES。332输出滤波电路参数首先进行电感的设计。按公式321计算电感值，其中输入电压最大值UIMAX取80V，开关频率F为20KHZ，允许的电感电流最大纹波峰峰值I区最大输出电流的20，即3000/2502024A，计算得L234MH（327）计算出电感值后，根据电感值和流过电感的电流，按公式322选定电感铁心，其中，电感值L取234MH；电感电流最大有效值I取最大输出电流12A；电感电流最大峰值IM取最大输出电流加上电感电流最大纹波峰峰值I的一半即132A；磁路磁通密度最大值BM取035T；电感绕组导体的电流密度J取5A/MM2；绕组在铁心窗口中的填充系数KC取05。计算得铁心磁路截面与窗口的面积的乘积AEAW大于423423（3PEWA7410M4C28）选择铁心FERROXCUBE磁心，型号为E80/38/203C94，按照铁氧体磁心生产厂家提供的手册，其铁心截面积AE为392104M2，窗口面积AW为112104M2，铁心、窗口面积之积为439108M8，可以满足要求。再按公式（323）计算绕组匝数N225匝（329）按公式324计算气隙，其中0为真空磁导率，其数值为4107H/M。L11MM（330）注意到铁心由两半对合而成，气隙长度L应为2倍的铁心间距，因此铁心间距应取55MM。绕后根据电感电流和预先选定的电流密度，可以计算出电感绕组的导体截面积。24（331）CLA2M滤波电容可以根据输出电压纹波确定。由于已知电感电流最大纹波值，可以设电感电流最大纹波有效值为069A，而输出电压最大纹波有效值取为输出电压下限值的05，即U250V05125V，可以按公式326计算出滤波电容的阻抗（318CX32）考虑输出最高电压为300V，选择日历HP32G471MRA（400V，470F），其最大等效串联电阻为023，串联等效电感约为7NH，最大纹波电流为276A。采用1只即可满足阻抗特性及纹波电流要求。34逆变电路的设计电路要求3KW以上，全桥电路能够更好的达到高功率，所以选择全桥电路，考虑到开关的损耗问题，逆变电路采用移相全桥零电压软开关拓扑。341功率开关器件的选型开关电源中的功率开关元件主要是功率MOSFET、功率IGBT。功率IGBT是在功率MOSFET的漏极侧追加一层P得到的。IGBT在加上P层的同时，N基极厚度也减小了，从而减小了通态电阻。IGBT的饱和压降比MOSFET低。IGBT相当于一个MOSFET与一个PNPN四层的晶闸管相并联。为了避免发生晶闸管的栓锁现象，工艺上应尽量减小IGBT的等效电阻值，并通过上述加厚N缓冲层和杂质浓度的最优化及载流子寿命受限等措施使得PNP晶体管的HFE得到控制。可以把IGBT看成是以双极晶体管为主导组件，以MOSFET为驱动组件的达林顿结构器件。目前在高频开关电源中使用最多的功率开关器件为MOSFET和IGBT，在功率转换应用中，MOSFET的导通损耗与开关损耗之比约为31,相比之下IGBT的导通损耗与开关损耗比约为14。MOSFET较高的导通损耗是由较高的通态电阻引起的，而IGBT较高的开关损耗是由关断时的电流拖尾产生的。但IGBT的总损耗，接近或者小于它要取代的功率MOSFET的总损耗。目前在国内，在开关频率满足要求的前提下，耐压高的IGBT比MOSFET更容易找到，因此，论文设计选用IGBT作为功率开关元件。由于人耳可听到的音频的范围大体为20HZ20KHZ，为了避免噪声污染，将开关频率定为20KHZ。342开关元件的设计流过开关管的峰值电流6为333MAXAX1/2SOTIIK流过开关管的最大平均电流6为334AXAXM/SOTIDI所选取的二极管允许的峰值电流应大于式（318）中的ISMAX，平均电流应大于式（335）中的计算值。根据开关管的平均电流可以估算其通态损耗6336MAXSONSPIU式中，US开关管在流过峰值电流时的通态压降。开关管的开关损耗可以按下式估算6（3SONFSE37）4控制电路的设计开关电源的主电路主要处理电能，而控制电路主要处理电信号，它控制着主电路中的开关器件的工作，控制电路的设计质量对电源的性能相当重要。一般由驱动电路，调节器电路，PWM控制电路及保护电路组成。其中，PWM控制电路的作用是将在一定范围内连续变化的控制量模拟信号转换为PWM信号，通常集成的PWM控制器将误差电压放大器（EA），振荡器，PWM比较器，驱动，基准源，保护电路等常用开关电源控制电路集成在同一芯片中，形成功能完整的集成电路，成为了控制电路的核心。41移相PWM控制芯片UC3875的特性UC3875是一个具有软开关功能的集成PWM控制器，它通过移相的开关方式改变半桥电路驱动脉冲电压，来控制全桥变换器的功率管，从而使得固定频率的脉宽调制器与谐振式零电压开关相结合