【优秀硕士博士论文】基于磁集成电感的交错并联boost变换器研究与设计-答辩版

学位论文题目基于磁集成电感的交错并联BOOST变换器研究与设计英文RESEARCHANDDESIGNOFINTERLEAVEDBOOST题目BASEDONCOUPLINGINDUCTOR摘要电力电子变换器在新能源发电中占据了重要的地位，对它也提出了越来越高的要求，逐步向着小型化、集成化、高效性、高功率密度等方向发展，磁集成技术就是在这样的背景下提出并发展起来的，是电力电子变换器的重要发展趋势。本文对反向耦合的磁集成电感在10KW交错并联BOOST变换器中的应用进行了深入研究，包括其在降低稳态电流纹波及提高变换器瞬态响应上的贡献。主要研究内容如下基于课题要求设计了两相交错并联BOOST变换器系统结构。在不同占空比下详细分析了其工作机理，计算其电感电流纹波及输入电流纹波。根据电路分析进行了主电路参数设计，包括开关管选型及电感参数计算。在分立电感的交错并联BOOST变换器基础上，对反向耦合磁集成电感交错并联BOOST变换器进行了研究分析。通过研究其工作原理得出稳态等效电感模型，得到了电感电流纹波及输入电流纹波表达式，并根据开关网络法对该变换器进行了小信号建模，在MATLAB中仿真对比两种电感结构的系统阶跃响应，最后研究电感结构对其性能的影响及损耗分析，借助MAXWELL2D进行了电磁仿真辅助参数设计。完成了磁集成电感交错并联BOOST样机设计与制作。利用MAXWELL2D仿真进行电感参数设计，完成了满足参数要求的磁集成电感设计与制作，并进行自感、互感、耦合系数等的测量。完成控制电路设计，包括电压电流采样电路及通讯电路，并进行软件总体设计。最后，在SABER中进行系统仿真，并在实验样机上进行了动静态及效率等的测试。测试结果表明该结构相对于分立电感不论在稳态纹波还是瞬态响应速度方面性能都有了提升，并且磁件体积也大大变小，实现了设计目标。关键词功率密度，交错并联，磁集成电感，电流纹波，瞬态响应ABSTRACTPOWERELECTRONICCONVERTEROCCUPIESTHEIMPORTANTPOSITIONINTHENEWENERGYPOWERGENERATION,ISHIGHERANDHIGHERDEMANDSAREPROPOSEDONIT,STEPBYSTEPTOWARDMINIATURIZATION,INTEGRATION,DEVELOPMENTDIRECTION,SUCHASHIGHEFFICIENCY,HIGHPOWERDENSITY,MAGNETICINTEGRATIONTECHNOLOGYISPUTFORWARDINTHEBACKGROUNDANDDEVELOPMENT,ISTHEIMPORTANTDEVELOPMENTTRENDOFTHEPOWERELECTRONICCONVERTERINTHISPAPER,THEREVERSECOUPLINGOFMAGNETICINTEGRATEDINDUCTANCEINTHEAPPLICATIONOF10KWSTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTERWERESTUDIED,INCLUDINGITSINREDUCINGSTEADYSTATECURRENTRIPPLEANDIMPROVETHECONTRIBUTIONOFCONVERTERONTHETRANSIENTRESPONSETHEMAINRESEARCHCONTENTISASFOLLOWSDESIGNEDBASEDONTHEREQUIREMENTOFSUBJECTTWOINTERLEAVEDBOOSTCONVERTERINPARALLELSYSTEMSTRUCTUREUNDERDIFFERENTDUTYCYCLESAREANALYZEDINDETAILITSWORKINGPRINCIPLE,CALCULATIONOFTHEINDUCTORCURRENTRIPPLEANDINPUTCURRENTRIPPLEACCORDINGTOCIRCUITANALYSISTODESIGNTHEMAINCIRCUITPARAMETERS,INCLUDINGTHESELECTIONOFSWITCHTUBEANDINDUCTANCEPARAMETERSARECALCULATEDINDISCRETEINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTER,BASEDONTHEINTEGRATIONOFMAGNETICINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTCONVERTERAREANALYZEDTHROUGHSTUDYTHEWORKINGPRINCIPLEOFTHESTEADYSTATEEQUIVALENTINDUCTANCEMODEL,OBTAINEDTHEINDUCTORCURRENTRIPPLEANDINPUTCURRENTRIPPLEEXPRESSION,ANDACCORDINGTOTHESWITCHNETWORKTOTHESMALLSIGNALMODELOFTHECONVERTER,ANDANALYZEDTWOKINDSOFINDUCTANCESTEPRESPONSEOFTHESYSTEMSTRUCTURE,FINALLYTOSTUDYTHEEFFECTOFINDUCTANCESTRUCTUREONITSPERFORMANCEANDLOSSANALYSIS,ELECTROMAGNETICSIMULATIONISCARRIEDOUTBYUSINGMAXWELL2DAUXILIARYPARAMETERDESIGNCOMPLETEINTEGRATIONOFMAGNETICINDUCTANCESTAGGEREDPARALLELBOOSTPROTOTYPEDESIGNANDFABRICATIONUSINGMAXWELL2DSIMULATIONINDUCTANCEPARAMETERDESIGN,COMPLETEDTHEMAGNETICINTEGRATEDINDUCTANCETHATCOULDSATISFYTHEREQUIREMENTOFPARAMETERDESIGNANDPRODUCTION,ANDAMEASUREOFTHESELFINDUCTANCE,MUTUALINDUCTANCE,THECOUPLINGCOEFFICIENT,ETCCOMPLETECONTROLCIRCUITDESIGN,INCLUDINGTHEVOLTAGEANDCURRENTSAMPLINGCIRCUITANDCOMMUNICATIONCIRCUIT,ANDTHEOVERALLDESIGNOFSOFTWAREFINALLY,THESYSTEMSIMULATIONINTHESABER,ANDCARRYINGOUTTHEDYNAMICANDSTATICINTHEEXPERIMENTALPROTOTYPEANDEFFICIENCYOFTESTING,TESTRESULTSSHOWTHATTHESTRUCTURERELATIVETOTHEDISCRETEINDUCTORSBOTHINSTEADYSTATERIPPLEANDTRANSIENTRESPONSESPEEDPERFORMANCEHAVETOASCEND,ANDMAGNETICVOLUMEALSODECREASESGREATLY,ACHIEVETHEDESIGNGOALSKEYWORDSPOWERDENSITY,INTERLEAVING,COUPLINGINDUCTOR,CURRENTRIPPLE,TRANSIENTRESPONSE目录摘要IABSTRACTII目录IV第1章绪论111研究背景及意义112交错并联变换技术研究现状213磁集成技术研究现状3131多路并联变换器中的磁集成技术4132集成磁件的构造技术及应用514主要研究内容7第2章交错并联BOOST系统结构与参数设计821交错并联BOOST变换器系统结构设计822交错并联BOOST结构分析9221工作原理10222电流纹波分析1423交错并联BOOST主电路参数设计15231IGBT分析与选型15232电感参数设计1724本章小结18第3章磁集成电感交错并联BOOST建模及电感性能研究1931磁集成电感交错并联BOOST结构分析19311工作原理20312稳态电感及电流纹波分析2432磁集成电感交错并联BOOST建模27321磁集成电感瞬态等效模型27322小信号建模2933磁集成电感结构对其性能影响的研究32331磁芯结构对磁集成电感性能影响32332气隙对磁集成电感性能影响3634磁集成电感损耗分析37341电感磁芯损耗37342电感绕组铜耗3835本章小结41第4章磁集成电感交错并联BOOST样机设计4241磁集成电感设计与制作42411磁集成电感参数设计42412磁集成电感制作与测量4442控制电路设计45421采样电路设计46422通讯模块分析设计50423软件控制总体流程5143本章小结52第5章系统仿真与实验分析5351系统仿真分析5352实验结果分析57521电感纹波测试与分析58522瞬态响应测试与分析59523效率测试6053本章小结60第6章总结与展望6161全文总结6162展望62致谢63参考文献64第1章绪论11研究背景及意义我国目前仍然是发展中国家，经济发展过多得依赖于对不可再生能源的过度开采，环境污染问题已经影响了人们的正常生活及身体健康。环境保护与污染治理已提出多年，公众的认识越来越深刻，国家也出台了许多相应政策及导向。近日，随着柴静的穹顶之下纪录片播出，雾霾问题再次引起了广泛讨论及关注，导致污染越来越严重的根本原因在于能源使用不当与监管不力，这也大大促进了新能源行业的发展。寻找清洁可再生能源与合理利用成为了重要议题，电能在所有能源结构中，属于最清洁、最易于使用和传输的能源形式，于是在太阳能、风能、氢能等清洁且可再生的新能源开发中，通过发电技术将这些清洁能源转换成电能，实现了能源的形式统一和集中使用13。在日常生活中，大部分采用交流电网进行电能传输，受其电能形式、质量及电压等级的原因，使很多用电设备（如现代电子设备及电动汽车储能设备大都采用直流电形式，且对电压等参数要求各异），不能直接对这种“粗电”加以利用，需要对这些电能进行改造。在这种电能转换环节中电力电子技术得到了进一步发展46，利用电力电子技术进行电能转换的装置也称“电源”。众所周知，新能源来之不易，在转换过程中要尽可能减少中间环节的资源损耗与浪费。电源在电力电子系统中不可或缺，在新能源发电、微电网及电动汽车充电等系统中都起到“心脏”的作用7，也肩负了重要的责任，近年来对其要求也日益提高，逐步向着小型化、高效率、高功率密度、高可靠性等方向发展8,9。相比于线性电源，20世纪五十年代发展起来的开关电源在效率、体积、重量、调节灵活度等方面都有明显的优势10，八九十年代在电子信息技术的促进下进一步推动了开关电源的大力发展及应用11，许多电源行业的工程师及专家学者也在不断地进行探索和创新，以更好地服务于用电设备。为了减小电源的体积、提高功率密度，其中一种行之有效的方法是提高开关频率12。自从1958年，美国通用电器公司开发出第一个工业晶闸管，开关器件的研究就不曾停歇13，开关频率已经从几十年前的十HZ发展到现在的MHZ，再加上半导体技术、集成电路的封装技术等进步，使得1970年以来，电源的功率密度几乎十年翻一番14,15。但开关频率的提高受半导体器件的工艺水平限制16，且过高的开关频率会带来更为严重的EMI问题17。20世纪80年代末及90年代初，学者在谐振变换器及软开关技术方面进行了大量的研究，实现了输出为5V/50W变换器的功率密度提升到80W/IN3的水平，但仍不能满足日益增长的需求。此外，由于开关电源中，磁性元件和电容等无源器件占据了很大一部分体积和重量，磁性元件尤为严重，体积占总体积的1/51/3，重量更是占到了304018,19。综合因素考虑，要想提高开关电源的功率密度，根本做法应该从磁性元件着手。如福州大学陈为教授等人所言，高频磁性元件及磁技术已经成为功率变换器进一步发展的瓶颈。随着新能源电力的发展，对电源的功率需求也日益增大，各种微电网系统、电动汽车充电桩等动辄几十KW的功率，单个功率管已难以承受，于是开始了多路变换器并联的结构22,23，但是带来的问题是磁性元件数量的增加，导致功率密度不降反升。为了减小磁性元件的体积、提高电源的功率密度，除了提高开关频率来实现磁性元件的小型化以外，还可以通过集成的方式将多个磁性元件通过合理的磁路设计使其在结构上依附于同一个磁芯18,24，以实现磁性元件数量少、体积小、重量轻、功率密度高，以及降低成本。12交错并联变换技术研究现状20世纪90年代以来，电子信息产业开始了飞速的发展，也对电源在功率密度、功率等级、效率、性能及可靠性等方面提出了更高的要求。在大功率应用场合，有分布式和集中式两种供电方式25，前者采用多个可独立工作的变换器单元并联输出，由主控单元对各个模块进行控制分配，冗余性和扩展性好，但所用器件多、控制复杂26；后者采用大功率器件或者多个器件并联，控制简单、成本低，提高了单台设备的输出功率等级27。基于集中式供电方式提出了交错并联的结构，如图11所示。驱动信号相位依次相差360/ND11DN21U2U2C1C图11交错并联DC/DC变换器结构图图中将多个功率变换单元并联在一起，通过主控芯片使功率开关管驱动信号相互交错一个相位，即交错并联。如此可以实现容量提高为原来的N倍；功率传输分布到每一相中，有利于散热管理；同时，电流纹波经过谷峰叠加大大降低，可以减少输出滤波装置也可以通过维持纹波不变而减小滤波电感量从而使动态响应速度更快28,29，叠加后的纹波频率变为原来的倍，能有效减小后级滤波电路（C或L等滤波方式）中元件的大小。但是，单纯的交错并联也存在一些缺点，如虽然叠加后总的电流纹波降低了，但是单相电感上的纹波依然只受电感值大小的影响；如果为了提高瞬态响应速度而将每一相的电感量减小，将会导致电感上的电流纹波增大，从而增大了功率管的开关损耗和导通损耗，以及电感电流交流纹波较大带来的损耗增量，进而使变换器整体效率降低，得不偿失30。13磁集成技术研究现状对“磁”的研究比“电”晚很多，从认知的角度，再加上“磁”本身就比较抽象，普遍认为“磁”比较复杂。早期，关于磁芯结构的研究也比较少，直到20世纪20年代，有学者提出了磁集成的概念，在滤波器设计中利用磁集成电感取代分立电感以减小变换器的体积31,32。20世纪70年代末，SLOBODANCUK在CUK变换器中首次成功应用了磁集成技术，实现变换器中所有磁件的集成，不仅能完成分立磁件的功能、降低变换器的体积重量，通过一定的磁路设计还能降低输入输出电流纹波3336。至80年代，GORDONBLOOM全面分析了磁集成技术在正激变换器中的应用及其理论研究方法，提出了完整的磁耦合原理、电流纹波降低机制以及磁件设计方法37。进入21世纪，美国与工业界联系最紧密的科研机构CPES中科研人员对电力电子业做出了巨大的贡献，其中FREDCLEE团队在其带领下对计算机电源VRM（VOLTAGEREGULATORMODULE）中磁性元件进行了深入的研究，主要集中对VRM的效率及瞬态响应进行研究，包括磁集成电感动静态性能及集成方式与分析方法的研究3840。2001年，PITLEONGWONG提出了采用耦合电感能在一定程度上解决电感量与变换器稳态、瞬态响应之间的矛盾41。国内在集成磁件的研究出现较晚，1998年，陈为教授在其博士论文中详细分析了低压大电流结构中磁集成技术及其应用42，将磁集成技术应用在倍流整流全桥电路结构中43,44，实现了电感与变压器的集成，我国在磁集成技术上才开始了新的突破，也开启了磁集成元件在大功率场合的应用。2002年，南京航空航天大学的陈乾宏教授在博士论文开关电源中磁集成技术的应用研究中对国内外磁集成技术的发展历史、分析方法等进行了详细的叙述总结，研究了磁集成变换器的推导及磁性元件等效电路的建立，结合正反激有源钳位变换器中变压器与电感集成、倍流整流全桥变换器中两个相位交错滤波电感的耦合详细研究了磁集成变换器的分析设计方法，并与传统分立器件进行了比较32。2011年，卢增艺博士在其博士论文中对DC/DC变换器中的磁集成技术进行了整理总结，提出了直观的磁路电路综合时域分析方法，分析了如何在交错并联变换器中利用集成电感的反向耦合性能，并提出利用开关状态进行磁集成变换器的小信号建模，作出了很大的贡献31,45,46。但局限于小功率模块电源VRM等的设计，在大功率应用场合研究尚欠缺。131多路并联变换器中的磁集成技术分立磁件到集成磁件的演变过程如图12所示。1I2I1I2图12磁集成演变过程由图可以看出，左边的集成磁件两个绕组在磁路上有耦合的作用，而右边的集成磁件只是磁芯的合体，两绕组之间磁路关系互不影响。由于集成方式的灵活性，使得磁集成变换器形式及研究方法也很丰富。磁集成电感应用在交错并联变换器中，结构如图13所示。D11DNN1U2U2CC图13磁集成交错并联DC/DC变换器结构图图中结构实现了并联的相与相之间通过磁性元件的集成，使其在功能上具有一定的耦合作用，并能减小磁性元件的体积重量，通过分析还知此方法能在电流纹波及其变换器瞬态响应速度上取得平衡4751。辽宁工程大学的杨玉岗教授所带团队在将磁集成技术应用在交错并联变换器中做了大量的研究工作。研究分析了交错并联变换器中集成磁件的耦合度对变换器性能带来的影响30；还研究如何利用耦合电感来削减磁芯的直流偏磁以减小磁芯损耗和增大磁芯利用范围52；以及平面磁集成元件的应用、磁集成交错并联BUCK/BOOST本质安全特性等等5355，对集成磁件的变换器的环路控制方面也做了相应研究，得出了许多重要成果。132集成磁件的构造技术及应用类似于电路中的电流，磁通是磁路中非常重要的量，它在磁路中流动使磁件有了磁特性。磁集成元件，顾名思义，是将多个磁件在磁路上进行合理设计使其集成在同一个磁芯上，并且由于磁路关系使得不同绕组的交变磁通相互关联，因此要求磁芯具有多条磁路。按其获得多磁路的构造方法不同可分为改变磁芯结构和不改变磁芯结构两种。前者为对磁芯进行人为改造，将不同结构的磁芯通过合并组合得到多个分支，后者为对磁芯的制作上进行处理，选用那些本身就具有多磁路的磁芯进行设计56。关于多磁路的获得，CHARLESSWALKER较早提出了导磁材料与磁芯进行组合的方法。其中，调节磁导体与磁芯中间的气隙不仅可以改变集成磁件的磁通分布，还能借此来控制磁集成变压器的漏感，由于漏感会对变换器开关管的开关过程有较大的影响，会引起续流二极管反向恢复时的电压尖峰问题等，于是能实现更好的参数设计57。另外，在磁集成应用中，按照参与耦合的磁通属性及应用环境的不同，可以分为变压器与电感的集成（其磁通为交流与直流耦合）、电感与电感集成（磁通为交流与交流耦合）等方式。2001年，QUNZHAO提出在BOOST变换器中引入耦合电感，与二极管组成附加支路，以解决二极管反向恢复问题，并实现主开关管的ZVS，提高变换器的效率58。另一种应用是集成的两个电感两端电压相差一个相位，多用于交错并联变换器中。因为电压相位的交错使得绕组匝链的交变磁通也交错一个相位，于是必须采取多磁路的磁芯。按照磁路集成后磁通的耦合关系将此类集成方式又分为正向耦合和反向耦合，如图14所示。1N2II1U2U1MRC2MR1C21N2II12U1MCR2M1C2A正向耦合B反向耦合图14磁集成电感耦合方式正向耦合中，N1绕组和N2绕组产生的磁通在边柱上的方向相同，表现为磁通增强，在磁芯中柱上产生的磁通方向相反，表现为磁通减弱；反向耦合中，N1与N2绕组产生的磁通在边柱上的方向相反，表现为磁通减弱，在中柱上产生的磁通方向相同，表现为增强作用。在实际应用中，应根据需求进行合理的设计，以获得最优的集成效果。14主要研究内容本课题研究设计基于磁集成电感的交错并联BOOST变换器，应用在10KW直流微电网系统中进行电能转换，主要研究内容如下（1）交错并联BOOST系统结构设计设计分析课题设计要求，设计交错并联BOOST变换器系统结构，详细分析其工作原理，得到不同开关状态下电路参数关系，对电感电流纹波进行分析。根据电路原理进行IGBT及驱动电路选型，在满足纹波要求下进行电感参数设计。（2）磁集成电感交错并联BOOST建模与电感性能研究对应用磁集成电感的交错并联BOOST变换器进行原理分析，计算其各阶段等效稳态电感，并依此进行电流纹波分析与计算。分析磁集成电感瞬态等效模型，并建立磁集成电感的变换器小信号模型，在MATLAB中进行阶跃响应仿真，并与分立电感结构进行对比。研究磁芯结构对电感性能的影响，分析电感磁芯损耗及绕组损耗产生机理及降低方法，并在MAXWELL2D中进行电磁仿真，为电感设计与制作提供指导。（3）磁集成交错并联BOOST样机设计设计满足参数要求的磁集成电感，借助MAXWELL2D进行电感量、磁通密度等仿真，制作磁集成电感并进行相关参数测量。设计基于TMS320F28335主控芯片的控制电路，并设计软件控制流程。（4）磁集成交错并联BOOST变换器仿真与实验分析根据前面章节所设计参数，在SABER中进行变换器闭环仿真，使用MAST语言编程进行辅助控制，对磁集成电感与分立电感的交错并联BOOST变换器在电流纹波及瞬态响应速度进行对比分析。进行各种工作条件下的稳态与瞬态实验，对实验结果波形及数据进行详细分析。第2章交错并联BOOST系统结构与参数设计本课题所设计的变换器应用在10KW直流微电网系统中，输入为380V直流母线，DC/DC作为三相并网逆变器的前级升压部分，如图21所示。要求其在满足电流纹波的前提下能实现不同负载条件下的快速响应。DC/ACDC/DC控制单元DCBUSU1U2图2110KW直流微电网系统图对DC/DC提出的参数要求如表21所示。表21DC/DC变换器规格指标输入电压350V430V最大输入电流DC34A输出电压650V700V最大输出电流DC18A输出电流纹波05时，两相开关管之间有重叠的导通状态，其工作过程与占空比05）阶段（12T）如图27（B）所示，此阶段开关管1导通，2关断状态，电感L处于充电状态，电流上升；电感2L处于放电状态，电流下降，电源通过其向输出滤波电容充电，并向负载供电，此时电路中电压电流关系由式（210）表示。1220LIIOOCDVUTDICTRMERGEFORMAT210阶段（23T）如图28（A）所示，此阶段与阶段相同，开关管1Q和2Q均导通，电感处于充电状态，电流上升，电容放电维持输出电压，电路中电压电流关系可由式（211）所示。120LIIOCDVUTDICTRMERGEFORMAT2111D21Q2RCIUOU1L21D21Q2IUO1L2（A）3T（B）34T图28交错并联BOOST工作阶段和阶段（D05）阶段（34T）如图28（B）所示，此阶段与阶段类似，开关管2Q导通，2L处于充电状态，电流上升；1Q关断，电感1L电流下降，电源通过其向输出滤波电容充电，并向负载供电。电路中电压电流关系如式（212）所示。1210LIOIOOCDVUTDICTRMERGEFORMAT212同样由稳定状态下电感伏秒数平衡得出输入输出电压关系与式（26）相同，与占空比大小无关，绘出主要电路波形如图29所示。1GI2LII1G201T23T45T67TT图29交错并联BOOST工作波形图（D05）电感电流纹波为01T期间电流变换量，与式（27）相同，同理可得输入电流纹波由式（213）表示。1_2_OSILUTIDLMERGEFORMAT213222电流纹波分析由图26及图29可以看出，单相电感上电流纹波较大，变化频率与开关频率相同，因为两开关管驱动信号之间的相位相互交错了180，使得输入电流（两相电感电流之和）为电感电流锯齿波进行交错叠加、峰谷相消，最后得到输入电流纹波波形为图中绿色显示，可见，交错并联使得总纹波幅值降低、频率变为原来的两倍。由式（28）及（213）可知，输入电流纹波与占空比、电感量有关。绘出输入电流纹波与占空比的关系曲线如图210所示。图210两相交错并联BOOST输入电流纹波与占空比关系图由图可以看出，采用交错并联的方式在一定程度上能大大降低总的电流纹波，在不同占空比下降低程度不同，理想情况下，在50占空比时电流纹波下降为零，因此，当占空比在50附近时，并联相数为二时对降低纹波的贡献最大。但是，对于单个电感而言，电流纹波不会因为交错并联而产生变化。23交错并联BOOST主电路参数设计231IGBT分析与选型由表21进行IGBT选型，并进行驱动参数设计与电路选型。具有高速通断能力的开关管是开关电源的关键器件，也是主要失效及损耗来源，它的可靠动作是电源安全稳定的保证，因此，合理的驱动电路设计也是开关电源稳定性和高效率的前提。IGBT相比较MOSFET而言，工作频率较低（大功率时在几十KHZ左右），但在大功率应用场合因其成本低、集成度好得到广泛使用。图211为功率IGBT的等效电气模型。CGELEADLCELGGELEADLLEAD图211IGBT电路模型图中，GL、C、E为器件封装造成的寄生电感，LEADL为线路寄生电感，GC、E、为极间寄生电容。绘出开通过程中主要电压电流波形如图212所示。10VTHXV0DCGATEV5T1T23TCI图212IGBT开通过程0T时刻开始，驱动电流抽取GEC中的电荷，使栅极电压缓慢升高，达到开启电压以后，集电极开始有电流流过；1T时刻开始，驱动电压达到密勒平台，DCV开始下降，由于密勒效应使得栅极电压维持一个稳定值；2T以后，CI达到最大值，GE快速上升到最大值，DCV继续下降至阈值电压以下，开通过程完成。由上述分析可知，L、GC的存在使得开关过程变慢，从而使IGBT两端电压及流过它的电流波形重叠面积增大而导致开通损耗变大，因此，一般选取较小的EL、GC及栅极驱动电阻以获得较快的开通速度。功率IGBT选型时主要考虑耐压值、导通压降、电流裕量、开关参数等。根据本课题设计的要求并考虑一定的裕量，选用1200V的IGBT，输入电压最低时开关管通过电流最大，有效值为15A，综合考虑选用英飞凌FF50R12RT4，下表为IGBT及反并联二极管在125下对应主要参数。表22FF50R12KT4主要参数IGBTGESV20VCESV1200VTH58VI50A反并联二极管SAT215VRM1200VGETH58VFI50AQ038V165VINTR40RQ90C由上表可知栅极发射极峰值电压为20V，为了加快IGBT关断、避免二次开通现象，往往会给栅极提供负压进行关断，本设计中采取15V开通，10V关断，开关频率为20KHZ。通过上表中的参数可以计算得到驱动平均功率及驱动峰值电流如下式。632503812019AVERGECSPVQFWMERGEFORMAT214INT2541GEGGVIARMERGEFORMAT215综合情况，选用CONCEPT的2SC0435T作为IGBT驱动，其驱动功率高达4W，峰值驱动电流达35A，效率高、支持最高频率为100KHZ，满足本设计要求。测试得到其驱动波形如图213所示。图213IGBT驱动波形由上图可知，驱动上升时间约为200NS，可以看到明显的密勒平台，维持时间为400NS，基本满足设计要求。232电感参数设计电感在电路中起限制电流变化率的作用，感值越大，电流变化越缓慢，对应的电流纹波越小，变换器瞬态响应也越慢，体积越大；反之，感值越小，电流纹波越大，体积则小，且瞬态响应速度更快。对电感量的选取需要综合权衡多方面因素，电感电流纹波率R是用来描述电流纹波相对程度的，它是电感设计时一个重要的参量，图214给出了CCM模式下R与电感电流各分量之间的关系。DCIACIMODE2DCRI图214CCM模式下电感电流纹波率由图可知，R为电感电流交流分量与直流分量比值的两倍，经典设计中，取04以平衡电流纹波和电感体积之间的矛盾。在交错并联结构中，由于纹波的谷峰削减作用，单相电感量可以适量降低以减小体积和提高瞬态响应速度，取08R，通过稳态时电感电流纹波及其两端电压之间的关系，其中，3IUV、50STS、/215LINIA、046D，计算电感量。79IISLDUHIRMERGEFORMAT21624本章小结本章首先根据课题要求进行了系统结构设计，分析了两相交错并联BOOST工作原理，得到电感电流及输入电流纹波表达式，并分析了交错并联纹波削减原理。然后进行了主电路参数设计，包括主开关选型与电感参数设计。第3章磁集成电感交错并联BOOST建模及电感性能研究由第二章分析可知，交错并联BOOST变换器可实现输入电流低纹波，但电感电流纹波不会因为并联而降低，对应磁芯中的交流磁通量也不变，对磁件的体积及损耗等没有实质性的变化，且电感量要在电流纹波及瞬态响应速度两者矛盾间进行妥协设计。因此，为了实现低纹波与快速瞬态响应的平衡，本文采用基于磁集成电感的交错并联BOOST结构。31磁集成电感交错并联BOOST结构分析在磁集成电感中，根据两绕组产生磁通之间相互耦合关系的增强或者减弱，分为正向耦合和反向耦合两种结构。图31所示为双绕组磁集成电感模型。1I2II2ULM1U图31双绕组磁集成电感其中，1L与2为线圈自感，为绕组间互感，正向耦合下1，反向耦合下。假设自感相等，即12L，则耦合系数可表示为。12MKMERGEFORMAT31当线圈L与同时通有电流1I和2时，将分别在两个绕组上产生磁链，互感的存在在对方绕组上产生交链，由伏安特性得式（32）并进行数学变换如式（33）。121212DIIUTTLMMERGEFORMAT32111211211222222DIIDIIDIIULMLMTTTTTTDMERGEFORMAT33于是可将耦合电感变换为三电感的形式，电路结构如图32所示。1L2M12I1I2图32耦合电感等效模型本文重点研究反向耦合磁集成电感在两相交错并联BOOST变换器中的应用，并将其与分立电感结构在电感电流纹波及输入总纹波进行对比分析。其主电路结构如图33所示，两开关管占空比大小相等，驱动信号相位相差180。1L21D21Q2RCIUOUM图33反向耦合电感交错并联BOOST变换器拓扑图311工作原理（1）D05时，变换器工作状态也分为四个阶段，与D05）由图可见，电感1L在阶段与对应的电流上升波形更陡峭，与D05相比，波形畸变发生在电感充电过程中。312稳态电感及电流纹波分析（1）稳态等效电感以占空比小于50为例进行分析。将式（34）进行变换为下式。21221UDTIMTILMERGEFORMAT317将上式进行变换，得到电感电流变化率表达式如下。21221LUDTIMERGEFORMAT318其中，U与分别为集成电感绕组1N与2两端对应的电压，1U和2均可由I和O或其组合式来表示，各阶段表达式如表31所示。表31电感电压表达式阶段/项目1U2UIOIOOIUIUO其中，KLM，IODU1/，于是可得到个阶段等效电感值如表32所示，这就是磁集成电感的解耦过程。表32等效电感值等效电感/绕组1N2N1EQL2KL1DKL23EQ21DK21K4LLL对于绕组1N而言，在占空比小于05时，其电感稳态电流纹波大小由1EQL决定，于是EQ也被称为磁集成电感的稳态等效电感。当05D、13K时，计算得43EL。由式（216）知，为了获得与分立电感相同电感电流纹波，即等效稳态电感为1729EQH时，磁集成电感的自感值可取为。54MERGEFORMAT319（2）电流纹波分析以1L为例进行分析，由图36及图38可知，电感1L上的电流纹波数学表达式为。120D51IOLSOIMUIDTMERGEFORMAT320_IN22I05111IOIORPLESRLSLMULUIDTDDTMERGEFORMAT321由MKL、IOU得到电感电流纹波及总输入电流纹波表达式可以变为下面形式。_21051OSRIPLELRILUTDKILMERGEFORMAT322IN1_2_I105OSLUTDIKLDMERGEFORMAT323当输出电压、开关频率、自感量一定时，电感上的纹波电流与占空比及耦合系数相关，在MATLAB中绘出3D图形如图39所示。（A）（B）图39电感电流纹波与耦合系数的关系图（A）为电感的电流纹波系数与耦合系数K、占空比D的关系曲线占空比在50附近，纹波系数随着耦合系数的增强有较大幅度降低；另一方面，随着耦合系数的增大，纹波系数有所降低，但耦合系数达到一定程度（即强耦合下），由于电感性质已发生改变，此时，纹波系数有增强的趋势。图（B）为输入电流纹波系数与耦合系数及占空比的关系曲线由于使用了两相交错并联，使得在50占空比附近，纹波系数下降最低，在弱耦合下随着耦合系数的增大，纹波系数没有太大变化。对电感电流纹波在单一变量下进行对比分析，在MATLAB中画出对应二维变化曲线如图310。（A）（B）图310电感电流纹波与耦合系数的关系图（A）表示了在占空比为50时，电感电流纹波系数随耦合系数（0095）的变化，耦合系数越大，纹波越低。图（B）表示耦合系数为0（无耦合，即采用分立电感情况）及1/3时候，电感电流纹波系数与占空比之间的关系及其对比，由图可见，在50附近耦合电感能有效降低电感上的电流纹波。得出如下结论在两相交错并联结构中，相同电感量的情况下，采用磁集成电感能有效降低单相电感上的电流纹波，从而能减小电感的体积及其损耗，具有重要的意义。32磁集成电感交错并联BOOST建模321磁集成电感瞬态等效模型瞬态电感直接影响变换器的动态响应速度及其调节性能，是变换器性能的重要衡量指标，因此有必要对其进行详细分析。设变换器输出电压恒定，研究负载与开关管占空比之间的变化关系，负载动态变换时产生的占空比扰动在并联的两单元中为相同的。1G1LIT2DI012345TT图311磁集成电感瞬态电流波形图311为占空比波动D时，磁集成电感上的电流瞬态变动波形图，由前述分析得到的各阶段等效电感值，可以计算得到各个阶段电感电流波动值，假设AIBOVUMERGEFORMAT324则计算过程表示如下，01122334250505ABSEQSEBSEQEBSEQTIDTLVTITITLVTIDTITLMERGEFORMAT325由上式进而可求得一个开关周期内电感电流变化值。23151SEQBEQAKDLVVIIMERGEFORMAT326又因为稳态状态下，一个开关周期内，电感上的电流变化量为零。0231VVDLIEQBEQBEQAMERGEFORMAT327将式（327）代入式（326），可得化简后一个开关周期内电感电流因为占空比波动带来的增量及其变化率为。221BSEQOSEQVDTLUILMERGEFORMAT328由式（328）可以看出，当输出电压一定时，变换器的瞬态响应完全由阶段（绕两端两端电压相等）对应的磁集成电感的等效电感决定，与其他阶段等效电感值无关。这是因为，在交错并联变换器中，并联的各相之间采用相同的占空比，只是相位进行了交错，在瞬态变化过程中，并联的两相开关管占空比增量D相同，此时，施加在绕组上的电压增量为DUUDUVOOIITR1MERGEFORMAT329则两个绕组上的电压增量也相同，由上节的分析可知当两个绕组两端电压相等时对应于阶段。在平均小信号模型中，TRV可被看作是电压扰动，它对两个绕组产生同样的作用，因此电压增量带来的电感电流变化率可表示为。22EQTREQOSLVUTIMERGEFORMAT330由上式可知，基于电感的平均小信号模型得出的电感电流变化率与阶段对应的电感有关，这也解释了磁集成交错并联变换器的动态响应取决于2EQL，与式（242）中的控制到输入电流传递函数中等效电感为LM相对应。因此2EQL也被称作是瞬态等效电感，为了获得更快的响应速度，设计时应该尽可能降低的大小。且通过前述分析知，交错并联BOOST变换器中应用的反向耦合磁集成电感稳态等效电感与瞬态等效电感可以进行完全解耦，设计时增大稳态电感量，有利于减小电感纹波、降低变换器的输入输出纹波，从而降低电感磁芯损耗及滤波电容大小；减小瞬态电感量，有利于系统的快速调节，实现最优控制，设计时对稳态电流纹波和瞬态响应速度这两个相互矛盾的需求上取得一定的平衡。而在无耦合的分立电感构成的交错并联BOOST变换器中，稳态电感与瞬态电感相同，无法同时兼顾稳态与瞬态的要求，需求进行妥协设计，必然会影响变换器的性能。322小信号建模本文所设计PWM开关变换器采用非隔离型的拓扑结构，其唯一的控制量为开关管的占空比，要对其输出电压或者电流进行合理的控制，首先，要对系统建立相应的数学模型并求得占空比到输出的传递函数，并以此为控制对象进行控制环路的设计。系统中交流小信号扰动为低频信号，而开关纹波是高频的信号，它的影响可忽略，因此通过在一个开关周期求平均的方法进行数学建模是可行的。又由于电路中低通滤波器的存在，近似认为开关周期内的平均值与瞬态值相等，即变换器满足低频假设和小纹波假设，以电感电流和电容电压作为状态变量，进行电路等效变换。采用开关网络建模法对两相交错并联BOOST变换器进行小信号建模时，先根据电路不同模态分析，进行状态变量的开关周期平均计算，然后进行直流分量与交流小信号分量分离，忽略高频小信号量，建立开关网络的变压器等效模型及变换器频域等效电路，即可分析得到占空比到输出的传递函数。文献59中对BOOST变换器开关网络进行了变压器等效建模59，此处不再赘述。其对应变换关系如图312所示。2VDS1D1IDS1I2V1V2SI1TV2T1TI2QD图312BOOST开关网络小信号建模对于交错并联变换器而言，在开关周期为基准的所谓“宏观时间”上，并联的两相之间对状态变量的周期平均表述为相同的，只是在一个周期内部有时序的移动，因此其开关网络模型是相同的。建立采用分立电感的两相交错并联BOOST变换器小信号模型如图313所示。SIV1SL1OVDS2OVDS2SLD11IDS2IDSCRSOVIIIOIC图313两相交错并联BOOST小信号等效电路上图中，由基尔霍夫定律便可求得任意两变量之间的传递函数表达式。求占空比到输出的传递函数时，假设输入电压扰动量为零，即S0IV。等效变压器原边回路利用基尔霍夫电压定律可建立其电路关系式为。11SSOOVDDVLIMERGEFORMAT33122MERGEFORMAT332等效变压器副边回路利用基尔霍夫电流定律可建立其电路关系式为。1111SS1S|OIIIDIDVRCMERGEFORMAT333理想工作情况下，并联的两相电路占空比及流过电流均相等，则121205SSILIIDIDDMERGEFORMAT334化简得输出电压OV对控制量的传递函数如式（335）。2_S021|IIVDDMVLSVDRGCDMERGEFORMAT335同理，可以算出电感电流之和SI对控制量SD的传递函数为。_S022|IIIDDMVVRDLDMERGEFORMAT336同理，可根据反向耦合磁集成电感的等效电路模型及开关网络的小信号等效电路，可以建立本文所设计电路结构的小信号等效电路如下图所示。SIV1SLM1OVDS2OVDSD11IDS2IDSCRSOVI2IIOICSL图314反向耦合电感的交错并联BOOST小信号等效电路同样由上图可以进行S域电路计算，由基尔霍夫定律可得出以下计算式。11122221101/|IOOIOMISLVDSDVSSDIDIIRCMERGEFORMAT337此处，式（217）中所示的采用分立电感时的关系仍能满足。经过化简则可以得出控制DS对输出电压OVS的传递函数如下式。2_S021|IIVDCMVLSVDRGCDMERGEFORMAT338同理，计算得到控制S到输入电感电流之和IS的传递函数为。_022|IIIIDCMVVRGDLMCDMERGEFORMAT339分别比较式（335）与式（338）可知，两种电感结构构成电路的控制到输出电压传递函数是相同的，则采用反向耦合的磁集成电感对输出电压控制环路不造成影响，比较式（336）与式（339）知，磁集成对电感电流控制环路有影响，等效电感为L。在保证DM及CM两种情况电感电流纹波相同前提下进行瞬态响应的比较分析，即选择CM自感值为54H，DM电感为729H，输出滤波电容为10F。由式（336）及式（339）计算得DM及CM两种电感在两相交错并联变换器中占空比到输入电流的传递函数分别表示为。_662280S45713510IDDMSGMERGEFORMAT340_6629IDCSSMERGEFORMAT341在MATLAB中利用SISOTOOL进行仿真，并绘出其开环阶跃效应曲线如图315所示。（A）DM阶跃响应（B）CM阶跃响应图315占空比到输入电流阶跃响应曲线由图可知，在保证电感电流纹波相同的情况下，采用耦合系数为1/3的耦合电感变换器获得比分立电感变换器更优越的瞬态响应效果。33磁集成电感结构对其性能影响的研究磁集成电感是本课题的关键，对整个设计起到举足轻重的作用，然而电感又是一个多耦合的器件，设计时需要考虑多方面的因素，如磁芯结构、磁通密度、气隙等等，需要进行详细的磁路分析。331磁芯结构对磁集成电感性能影响铁氧体材料的磁芯高频损耗小，在高频设计时是很好的选择，但是它的饱和磁密较低，使用时应该十分注意。另外，虽然耦合电感与分立电感在交错并联变换器中的电路工作原理及开关管控制时序上类似，但其中的磁性元件的设计是十分迥异的。要得到磁集成电感在数量上的计算及相互间的关系，需要对其进行直流磁路分析，如图316所示。1NI2IVV1R2RCININ图316磁集成电感结构及磁路等效模型由安培环路定律及磁通连续性定律有。221211INRCMERGEFORMAT342因此，可以分别得出两侧柱上的直流磁通量为，1212121212221211IRRNIRCCCCCCMERGEFORMAT343于是，由上式进一步可以求得绕组两端电压值。DTIRRNDTIRRNDTUCCCCCCCC12121221212222112111MERGEFORMAT344在对称结构中，、