翻译-非对称和对称的嵌入式z源逆变器

本科毕业设计论文外文翻译专业电气工程及其自动化班级电气081503日期2012年6月14日非对称和对称的嵌入式Z源逆变器摘要本研究讲述了两种嵌入式Z源逆变器，每种又进一步分为非对称和对称的两种讲解。不同于常规的逆变器，这里讲到的逆变器有自己的直流电源嵌入在X型的阻抗网络中，从而达到在不需要额外硬件的情况下完成电流或电压滤波，因此避免了安装硬件时伴随的控制和谐振难题。我们所提到的逆变器中可以发现一些无源或有源的原件，它们可以降低直流端的电压或电流，间接的降低系统总体成本。这些明显的优势在应用中是必要的，如光电和燃料电池能源的利用，这些优势也已经在一个有逆变雏形的实验室通过模拟和实验得到肯定。1介绍两级和多级构造的电源逆变器目前已经广泛应用于大功率的直流交流逆变中，包括直流电机驱动，再生能源界面和不间断电源设备。在这些设备中，逆变器有时也要具备升降压的能力，尤其是在清洁能源利用这个领域，在大电压范围时补偿因环境、气候和地理变化引起的不可预见的电压波动是必要的，为了达到运行的灵活性，最简单最常用的拓扑构造采用，它将一个直流直流的逆变器和一个直流交流的电压源逆变器连接在一起。虽然这种方法是可行的，但是因为使用两个逆变器它们的性能不能再尽可能减少总体预算的情况下互相协调达到最优化。作为一个替代，单级Z源逆变器在117中被提及，它明白的显示Z源逆变器通过在输入电源和逆变器电路间引入一个不一般的LC阻抗网络，使它获得了电压调整的灵活性。除此之外，插入的阻抗网络有保护逆变器的相位免受短路故障甚至无死区延迟的有点。随着时代的发展，关于Z源逆变器的进步伴随着许多不同方向的学术报告，包括其调制24，建模12，13，控制1517和其他拓扑发明（电流拓扑14和三级拓扑8,9）。尽管取得了这些进步，但是插入阻抗网络的方法仍然没有改变，不用说这就意味着网络结构在原理功能上是很好的。事实上，不幸的是仔细查看现有的一些网络发现，如果没有明确的硬件滤波器附加在电源后会从直流电源产生斩波电流。该斩波电流不仅提高半导体的额定电流，而且使最大功率点的跟踪变得复杂，这个最大功率点跟踪是为了大多数可再生能源而设定的。因为有上述难题，一些新的阻抗结构被学者们讨论18，在他们当中，最有前景的是嵌入式阻抗的理念。简而言之，嵌入式理念指的是适当的在LC阻抗网络中插入直流电源以获得优势，这是之前没有定义过的，同时不损坏电压增益的灵活性。建立在这种新的嵌入式理念的基础上，许多替代逆变器的拓扑集体命名为嵌入式Z源逆变器，在确定他们在模拟和实验中的性能时做了充分的调查。2传统的Z源逆变器如图1，1中提到的原始的Z源逆变器是由一个对称的LC阻抗网络和一个输入二极管D代替传统逆变器直流连接处的电容器。对于双向和轻负载运行这些不好的状态在19中略去讨论，二极管D必须被一个带有反平行的二极管开关代替，它已经在9中解释。但是不管是否使用二极管或是有源开关，逆变器的相位现在都会因为打开了每相各自的两个开关而短暂的安全，只要在阻抗网络存在的情况下。这种短路状态在文献中叫做短通状态，代表了被Z建立的附加的升压能力。图1传统的Z源电压型逆变器更详细的研究短通状态，一个数据显示当逆变器进入短通状态时二极管D就会自然的抑制纹波。那就意味着一个每当逆变器运行在升压模式下都会形成斩波电流。对于可再生能源的利用，这里更需要平稳的电流，斩波电流当然可以通过附加一个输入电源和阻抗网络间的低通滤波器过滤掉。这样明显的方法不幸的提升了系统总的成本，因为增加的LC滤波元件带来了更多的谐振使得设计复杂了。因此代替明确的增加滤波器，一个代替滤波却又不会增加系统复杂度的理念被提出来了。简而言之，这个理念要求在原始的阻抗网络中嵌入电源，以完成在没有添加其他功能的前提下完成滤波。之前论证了这种理论如何在实际中实现，一个对于原始的Z源逆变器的操作描述对于随后比较嵌入式理念很有帮助，因此在这里提前提及。首先图2A显示的等效电路呈现了原始Z源逆变器的非短通状态，使用一些一般的简化来代替逆变电路，用电源代替负载，用短路来代替输入二极管D。对于简化等效电路相应的电压关系可以写为（假设且）12C12L（1）LDCICDCVVVV无论是在有源状态还是零状态式（1）都成立。图2B显示的是短通等效状态后的阶段，简化的是用短路代替逆变直流连接，用开路代替输入二极管D。电压表达式为（2）0ILCVV利用式（1）和式（2），通过平均感应电压至零，最终得到电容电压，直流连接峰值CV电压和直流输出电压峰值为IVXV（3）0DC01212CDCDCICXITVBTMVV其中M代表常规调制指数，B代表短通运行时的升压因数，表示短通占空05T比。从式（3）中得出简单的通过设置B1就可以实现电压的提升。另一方面，如果在降压运行时，B通过让M从1降低到0就可以简单的实现与逆变器输出的减少保持统一。事实上，B没有必要保持为1，但它通常是首选的，因为不必要的半导体电压和开关对二极管D的损耗会相应的减少。图2传统Z源逆变器等效电路A非短通状态B短通状态数学上确认其升压的能力后,下一步是可用于嵌入到逆变状态序列适当短通状态的技术进行调查，这里的序列是指在没有引入正常化的电压半导体错误和额外的交换装置的情况下。用于说明目的，序列在2中提出，并在图3中绘制的序列作为例子，在零有源和有源有源转换每半个载体周期出现的三个短通间隔画出的图。实现这种插入的简便方法是在每相分别使用两个调制，如图3中显示的，高的和低的分别代XSXVXSX表高的SX开关和低的SX开关，其中。这里引用和为例，,XAB或CXA,B或CAAA前者引起SA打开，而之后后者导致SA关闭。在SA和SA打开的中间间隔嵌入零状态有源状态的过渡。在B和C中使用同样的短通嵌入方法，整个逆变调制总结如2。MAX1AX2SXOFSVMFVTM2IDIDSXOFSVIIFMININI1ISXOFSVFVTMAXIN05OFSVM4012,3TXABC或在14中提到，式（4）也可以用来控制Z源电流型逆变器和本文讲的嵌入式Z源逆变器，因为它们的工作原理基本相同。作为前者，简短的评论是为了建立一个比较的基准，后者将从第三节开始介绍，这里强调了电源替换获得巨大的功能优势。图3控制Z源逆变器的开关顺序如图4，展示的Z源电流型逆变器除了在输入源和接近末端的逆变电路中包括一个X型的阻抗网络外与传统的电流源逆变器很相似。加入的阻抗网络允许末端逆变桥进入通路状态，它是在所有的二极管D自然的偏离使得所有的开关关闭时触发的状态。这个新的开通状态，当与传统的非开通状态与零状态一起时，允许逆变器输出电压逐渐降低，如果要求，除了一般的通过传统的电流源逆变器提高电压。图4传统Z源电流型逆变器理论上，我们不难发现，Z源电流型逆变器产生相同的电流增益表达式，如（3），相应的电流量取代了其相应的电压量。考虑到在输入和输出端功率平衡相应的电压增益的表达式可以推导出下。除了数学方程，调节电流型逆变器的控制方法也已经发表，同时最简单的使用电子逻辑建立的顺序图如图3所示，在14中提到。这个映射原理同样可以应用到嵌入式中的电流型逆变器在下一节讨论，因为它们共享相同的控制原则，虽然他们是不同的拓扑。3电容并联嵌入Z源逆变器分析短通和非短通运行原则，一般的结论是从直流输入源流出的电流并不是持续稳定，甚至在短通间隔偶尔会降至零。这个电流斩波性质反过来作为不适当的控制变量被提出来，特别是在线性控制器和最大功率追踪器使用时。有时，它也可能阻碍系统的反应和降低输入源的寿命，特别是联系到可再生能源的利用时。虽然有效，但增加滤波器通常提高了系统的成本，并使系统的设计复杂，因为很多谐振模型进入到系统中。因此，而不是仅仅依靠外部滤波器，其他隐式电流平滑机制是首选的，它是一个简单而有效的概念引进。这个概念称为嵌入式阻抗的概念，并在这里使用多个逆变器设计案例进行说明。31非对称拓扑变体在此文件中提出的第一个嵌入式的Z源逆变使用非对称电容并联嵌入式阻抗网络，绘制如图5A所示，图中指出的另一点是电路通过使用尾端非对称电容并联嵌入式桥而不是常见的电流源桥。不用说，非对称电容并联嵌入式桥在左边二极管阻断情况下允许逆变器承担传统六个有效和三个零状态（如果要求双向运行，可以在二极管中附加一个开关）。非对称电容并联嵌入式桥阻抗网络的出现也允许逆变器承担新的开路状态，通过操作二极管D关掉所有的非对称电容并联嵌入式桥开关。事实上，这些开关状态是相类似于第2节中的传统Z源电流型逆变器的。尽管如此相似，但是明确确认在每个开关周期没有其他错误状态是很重要的。为了确定，三个允许开关状态依次被检查，反过来，非通路空状态的开始，其等效电路如图6。简单研究该第一电路将揭示其有关的感应电压表达式如（5），其是正极的，推断该感应电流正在线性增长。图5A非对称的嵌入式电容并联逆变器B对称的嵌入式电容并联逆变器图6非对称的嵌入式电容并联逆变器的等效电路A零状态B导通状态C开路状态（5）12LCLDCVV从零状态过渡到运行状态，等效电路图如图6B所示，输出源会是变为电压源型而非电流源型。电流源逆变桥的即时直流输出通常与一个滤波电容行相连，在逆变器的直流连接处可以看到，至少在每个开关周期表现为近似恒定电流源。新建立的感应电压表达IV式，如式（6），清楚的给出了电压上升运行的负值，因为它的直流连接电压总是大于IV和。负极感应电压之后将感应电流返回给它们的稳态值。DCV1C（6）12LCILDCIVVV考虑到新的开路状态，这些等效电路如图6C所示，相关的感应电压在式（7）中为负值。712121DCLCLDCLCVVII作为负极，当它们在阻抗网络周围循环时，这些电压将迫使感应电流线性降低。现在，假定所有的三个状态都在开关周期内，由上面推出的等式得出结论零状态将会引起感应电流的上升，然而开路状态则会引起感应电流的上升。的改变取决于它们各自的LI持续时间，从式（5）和（7）得出电压幅度是一样的。如果是正的，逆变器则会通过产生比大的，以至于在运行状态下的感应电压为负值。这无疑相当于升压模式，1DCCVIV其产生的负感应电压将迫使正值在开关周期末降至零。LI虽然这个方案在理论上是可行的，但事实上并非如此，因为以方式运行1IDCCVV的电压更为盛行，不论被使用的断路指示器的状况如何。所以鉴于替代,在和两种方案中，其中一种几乎与结论图相同。0LILI0LI更确切地说，的值将通过变压器自然降低或等于。这反过来又会导致任何一套IV1DCCV正数或零电压在活动时间间隔结束时顺利使变为0。对于这些情况，在图6A和B中等LI效电路中的二极管D将不会错误地从关闭“跳”到开通，因为正向电压的通过，以表示，始终是负电压降压操作模式，由推断的电容并联嵌入1DIDCCVV1IDCCVV式Z源逆变器的整体精度保存在电压降压和提高操作模式。另一点值得注意的是，拟议的电容并联嵌入Z源逆变器预计将共享相同的增益表达式，作为传统的电流型Z源逆变器（14中发现的数学细节），因为他们的开关状态引起了同样的数学公式。事实上，电容并联嵌入的逆变器可以被视为电流馈变频，因为在物理上尾端与三阶段电流源逆变器桥相关联，其输入直流电源，可以通过并联电容器和电流源，在图7中由第二个电路的演示得出。电容并联嵌入的电源逆变器的第三个来源安排与传统的Z源逆变器由二阶输入过滤条件相比，仍然使用一个较小的滤波电容，因为电容需要的是提供一个现有的Z源网络电容器，如上图7。图7图5中嵌入式电容并联逆变器的等效源代表32对称拓扑的变体图5A中的拓扑结构是不对称的，因为只有一个分流有一个直流电源嵌入式，而另一个只有一个存储电容。虽然它已被证明逆变器的交流输出，但是这种不对称无意中导致不平衡的电应力。为了便于说明，电压升压操作模式被认为是，在输入二极管D时始终是开路。由于D现在不导电，电流通过电感的电流，与串联连接，通常总是零。另1L1C一方面，通过的电流提供直流电源，这肯定是通常的非零电压，它的能量转移到外部2L交流负载。因此，即使，电流应力和两个Z源电感所经历的热耗散是不同的。1DCCV为了更好地平衡工作条件，如图5B所示，对称结构被推荐为替代方案，其中现由1C第二个具有相同电压的直流源取代。这样做不会影响电压增益表达式，但将只能平衡所需的和的额定电流。乍一看，两个直流电源的要求可能会出现严重的缺点，但是进1L2一步考虑之后，配置两个直流电源可能并不困难，如果多个源单位，如太阳能光伏板，燃料电池和蓄电池可以利用的话。配置的来源最好是平等的，以平衡阻抗网络的电应力。然而，这并没有一个严格的要求，因为任何轻微的不平衡被有意或无意地引入，只会在阻抗网络时吸收一些比其他组件稍高的压力。基本原则毋庸赘述，它与平稳运行的对称的电容并联嵌入式逆变器相类似，其中只使用一个来源（第二，可以被看作是0V电源）。因此，只提供必要的设计，以应付不平衡，通过它可以偶尔从高至低电压源流经并联电容器电流的流动路径。可再生能源的利用，其中可再生能源电力通常是单向的发电机，这一点尤为重要。4Z源逆变器感应嵌入式系列为了将电源嵌入分流器，第二种可能是将电源插入有Z源感应器的系列，以获得嵌入式感应系列Z源逆变器，这是一种操作原理和优势都超过了传统和电容并联嵌入式Z源逆变器。以下将对其进行详细介绍。41非对称的拓扑转化从图8A可以看出，只需一股直流电就可使不对称嵌入式感应系列运行，因为其不对称性，Z源电容器和所承受的电压是不平行的。数学上来说，这种电压容量的不平1C2衡和其他的增加公式，可以通过分析表示非短通线路（图8B）和短通线路（图8C）的相同电路来获得。大概的演示这种解析，然后在最初电压的基础上增加，可表示为下图8非对称嵌入式感应系列Z源逆变器A拓扑布局B非短通等效电路C短通等效电路411二极管D控制的非短通8122LDCCIVV412阻塞二极管的击穿（9）1120LDCCIVV通过引用零设计平均电压，然后引起两个电容电压，表示如下（10）0102CDCCDCTVT式（10）中很清楚的显示出在整个的击穿过程中V的值大于V的值（0T/T05）。2C1C0尽管，非对称电极逆变器的输入到输出的电压增益与传统的Z源逆变器一样，也可以被（3）式中的第一个和第二个表达式表答。非对称电极逆变器也就没有什么重大成果，甚至是它增加了隐源过滤，被它的Z源电感器影响，不使用外部滤波器。42对称拓扑变体不平衡的电容电压是由于非对称电极逆变器可以添加第二个和L2串联的直流源，除了原始源与L1串联。因此产生的对称拓扑显示在图9A，一个最显著的特征是每个电源的电压是05V的V，而不是图8B中的V，由于两个电源是紧密的联系在一起，当在没DCDC有击穿时可向外部交流负载提供能量（见图9B）。数学表达式表明这一系列的连接图9对称嵌入式感应系列Z源逆变器A拓扑布局B非短通等效电路C短通等效电路421二极管D控制的非短通1122DCLCILVVVV422二极管D阻塞的短通（12）20DCLCIVV在一个开关期间平均电感电压至0，然后给出随着Z源逆变器上升的电容电压的表达式（13）021DCCVT连同比较式（13）和式（3）中的第一个表达式清楚的表示出电容电极逆变器的电压承受能力小于传统Z源逆变器。由于分子（13）固定在05V，表示（1T/T），从1DC0变化到05，T/T从0变化到1。概念解释这种低电压承受能力是由于公共电压之间的电源盒电容器，因此允许低电压出现在Z源电容中。同样的解释也可以应用于非对称电极逆变器如图8A，图中只有一个电容电压是嵌入式直流电源。因此一个电容电压V显得1C更小，而公共电容电压V也出现类似，表现出传统Z源逆变（见式10）。2C通过式（11）列出的方程式，来代替式（13）进入非击穿区，直流和交流的峰值电压被推导出，实际上发现与表达式（3）中的第二个和第三个式子相似。因此，这里提出的逆变器是总结产生相同的电压增益，而在同一时间，提供优点，低电容电压承受力和流畅的电流过滤完全由两类液晶元件。5其他的特性进行比较早期的数据证明和讨论已经证实嵌入式Z源逆变器组件压力和内部源过滤更少，而传统的Z源达到相同的输出则压力和内部源过滤会增加。除了这些早期讨论过的特性，其他一些特性，例如LC选择、半导体压力、光谱性能和动态响应是感兴趣的，因此这里提出一些比较。如果数学推导或理论的解释是冗长的，则只是展示比较完整的嵌入式电感系列和传统电压型Z源逆变器的比较说明，而不是结合各自传统的电容并联嵌入式和嵌入式电感系列两个Z源逆变器。这部分演示认为已经足够，因为电容并联嵌入式和传统的当前类型的Z源逆变器的比较仅仅是对嵌入式电感系列和传统电压型Z源逆变器的比较说明的重复，因此不需要被显示地重复。51LC参数选择目前,阻碍了传统Z源逆变器应用的最重要的因素，是在被动元件中发现了X形的LC阻抗网络。通过确定适当的大小来试图减少他们的阻扰作用,这是相当重要的,以前的研究者年龄在文献9,19,21中有提到。这些调查结果也同样适用于嵌入式Z源逆变器,它使用相同的X形阻抗网络，特别之处是后者由一个或两个电源嵌入其中，由此来过滤并降低LC电压/电流压力。考虑到将嵌入式电感系列逆变器作为一个例子，第一控制的法则选择足够大的Z源电容和便提供所需数量的能量储存。有足够大的电容器也有助于相对自然电压源更1C2偏向于阻抗网络,使之更好地采用在桥梁尾端加一个感应负载。在确认所需的功放、电感和的大小,这样输入二极管在非短通状态将不是无意阻塞,当它发生了,将会产生那些1L2在文献19中讲到的额外的不必要的开关状态。这意味着二极管电流的细纹认为必须始终在0以上当在非短通状态时（在图8A和图9A中）。因为被0DI112DLCLIII重写为非对称的嵌入式电感系列12120LILLIIIIII对称的嵌入式电感系列（14）0055I这里是平均电感电流（由于平均电容电流是零），是12LLII12LLII电流控制的峰值，是交流电流的峰值，也是流进非直通逆变桥的直流电流的最坏情OI况的值，由于电感电流也是源电流，它的值可以通过考虑直流和交流决定（15）3COS2OLDCVI这里和分别直流电压的峰值和由交流负载决定的功率因数。一个纹波电流可OVCOS以代替式（15）和（14）的负载需要推导Z源电感。例如嵌入式电感系列逆变器的脉动电流计算需要可以结合以下非直通间隔的纹波方程（16）获得最终05LOLII的关于测量L的公式（17）。160021DCCLVTIT170215DCLOIT在这里提出了一个评论，使用与传统Z源逆变器相同的分析方法，虽然中间的一些表达式不相同，但推出同样的控制等式（17）。这种结果是期望遇到的，因为这说明嵌入式的概念没有改变原始逆变器的特性，尽管它为逆变器的优势中添加了隐式电源滤波和低电消耗元件。52半导体等级在描述前两章所讲的嵌入式逆变器的操作原理之前，有一个重点需要特别指出，那就是嵌入式逆变器的直流连接电计量与其他逆变器直流电计量是相同的。以传统的电压时逆变器和离子选择性Z源变换器为例，当发生转换时，直流电电压强度保持不变。具体内容在第三节中间部分有解释。同样在转换状态下，这两种逆变器产生的最大电流压力也是相同的。这二者在同一相位上打开时所产生的直通电流量也是决定压力值大小的关键。我们可以根据图中所给出的他们各自的电路图，从而推断出相关电流应力公式，如这个公式将计算使用的电流的两倍这层意思，简单的表达了出来。接下来需要考虑12LI的是在两种逆变器中均存在的二极管问题，通过我们再一次清晰地发021DCDVVT现，不管是在短通情况或者非短通情况下，他们有相同的最大电压和电流压。2DLI53波形特征嵌入式Z源逆变器的输出波形，事实上不是我们所想的那样，与其他传统意义上的逆变器相差甚远。文中的第二部分已经将相似之处作了简要解释，其中，图3提出了通过电流式变体来控制传统式和嵌入式Z源逆变器的相同的调制方案，而这一方案唯一需要的一套数字逻辑，用以罗列合适的电流源逆变器获得的信号。正是因为他们有相同的调制办法和相同的切换状态类型，所以他们的波形几乎是一模一样的。文中的第6节将会对此作出解释。54动力响应传统的Z源逆变器的动力响应早在12中就已经研究过，它也明确指出传统的Z源逆变器是拥有半平面零点的非最小相位实体。而身为最小相位实体，逆变器最初是沿着与基准源电路相反的方向输出的，但随着时间的推移，它最终会赶上基准源电路。这就相当于，假设基准源电路输出环节增加小小的一步，变换器实际的输出也会相对滞后，它需要一段时间以后才能和基准源电路同步。这一现象与传统的Z源转换器自身具备的两种特性密切相关，这两种特性分别是直流现象和交流现象。Z源前源的电阻网络与直流现象息息相关，并且这种现象已经通过执行小信号理论得到证实。直流现象的影响很小，通常可以忽略不计，只考虑交流即可。为了解释交流现象，可以参考图10里的变化情况，显示一个短的零状态期以便于NT最大化逆变器的输出，同时保持半导体的应力接近3,4。下面介绍增加输出的方法，即延长直通时间，并相应减少的运行时间。延长可增加电压的输出，但只能在一0TAT0T段时间后，即在Z源电容器和在充电以达到更高的稳定状态值时才能感觉到。另一1C2方面减少，会导致逆变器的输出电压会由于每秒的电压平均值下降而迅速下降。整体A预期反应是，在逆变器输出电压向更稳定更高的值增加前电压只会在最初时下降。相同的现象也再一次发生在了嵌入式电感系列Z逆变器的直流现象上，但并不明显，因为他们使直流前端增加的小信号与传统形式是几乎一样的。在交流电的后端，相同的短通和非短通形式再一次使用，这说明先前与图10相关联的描述也适用于嵌入式电感系列逆变器。嵌入式电感系列逆变器同时也是非最小相实体，与传统的Z源转换器显示相同的动力学原理。这更加证明了嵌入式电感系列的吸引力，因为他们再一次被证明即使新的优势被引入他们的表现也没有下降。图10增加短通时间来提高逆变器输出电压的步骤说明0T最后，这里引起的一个讨论就是非最小相传统的和嵌入式的Z源转换器都可以通过采取合适的闭环控制被分解，该理论目前是建立在现有的控制理论基础上的，例如我们发现在15里面对传统的双闭环控制的应用。新的专为Z源转换器设计的控制理论目前仍为空缺。因此控制学的发展并没有继续阐述，留给以后调查研究。6模拟和实验结果在非对称和对称的嵌入式电感系列逆变器在实验测试没有实现之前，使用融合了PLECS的MATLAB/SIMULINK仿真平台对拓扑结构进行验证。对于电容并联嵌入式逆变器建立的仿真模型，它的输入电压设置为，假定它的阻抗网络为,60DCV120LMH。从51小结推出，在较大电感级联在电流源逆变桥的末端之前，它的选125CF择相对于自然电流源更取决于网络，它的作用是在连接的直流负载的开关频率为5千赫兹时，变频直流供电。从51节得出电容器的选择取决于大小，主要目标是保持逆变器不在19中描述的不被期望的状态下。通过设置控制参数开始，对称的电容并联嵌入式逆变器最初0615,TM编程使其运行在升压模式，得到的结果如图11。正如预期的那样，交流电源峰值达65V，比传统的逆变器产生的最大电压还高。重设控制参数，342DCV进行降压运行，仿真波形如图12，峰值电压235比传统模式下的0715,3TM最大电压345要低。在去掉直流电流源实现非对称电流源逆变时，同样的结果在再仿真中出现，如图13和14。仔细分析得出，不论是对称还是非对称的逆变器产生同样的交流波形。唯一的不同是，不稳定的感应电流流过非对称Z源逆变器的电感，相比之下，较稳定的感应电流流过对称的逆变器。图11对称的电容并联嵌入式电容电压滤波、开关电流、电流和电流仿真1L20615,TM图12对称的电容并联嵌入式电容电压滤波、开关电流、电流和电流仿真1L20715,3TM图13非对称的电容并联嵌入式电容电压滤波、开关电流、电流和电流仿真1L20615,TM图14非对称的电容并联嵌入式电容电压滤波、开关电流、电流和电流仿真1L20715,3TM与电容并联嵌入式逆变器相似，ISC逆变器的可靠性也可在实验室通过物理硬件平台进行测试之前通过仿真得到验证。在仿真和模拟实验中用到的参数是一样的，即。在较大电容连接在VSI桥121260,0,3,5DCVLMHCFRLMH的末端之前，它的选择相对于自然电压源更取决于阻抗网络，如51节提到的。另一方面电容的选择要满足电流纹波约束条件，要求保持逆变器不在19中提到的不被希望的运行模式下。进一步说明的是尽管找到最优或最小LC值得的计算方法已经形成，测试得到的不是最小值，但是发现在实验室现有的元件中可以选择出满足操作限制的。除电源阶段，采用简单的LF444运算放大器芯片和LM311比较器芯片设计一个调制器板。在VSI桥中发现上拉比较器的输出接着一个由6个IR2183芯片构成的可以驱动开关的驱动板。一个通过数字模拟转换器负责建立参数和载体的数字信号发生器来控制调制器。完成实验的建立后，将测试中的得到的一些数据与仿真结果比较，发现它们很接近。因为它们非常相似，表达的信息几乎相同，在这里只将实验结果进行全面的介绍。从对称的配置开始，图15和图16分别表示当和0715,3TM时的实验结果。前者表示当直流连接电压时的升压运行状态，通过0715,TM线电压增加的高度来反应，升到，后者则表示当直流连接电压保持输入电压为170V60V时的降压运行状态。从表达式（3）看出，两种情况下交流电的质量比为，从图15和图16可以看出在峰值交流电流后确实获得了相同的比率。1250图15对称嵌入式电感系列实验线电压，相电压，线电流20VDIV20VDIV2ADIV0715,3TM图16对称嵌入式电感系列实验线电压，相电压，线电流10VDIV10VDIV1ADIV75,TM移除重复的实验直流源,如图17和18显示记录了相同的电压源下不对称嵌入式电感系列逆变器的结果,并加深了推导的结论。在图8唯一的非典型特征中指出这些数据是正极抵消相电压、测量输出终端之间的相角和阴极的输入二极管D间的相角。这种正极的偏移量是正当的不平等造成的，而电压出现在两个Z源电容器事实上,它们对应了正负两极的振幅观察相角电压。要更好地说明这种失衡，图19和20通过相应的为对称和不对称的嵌入式电容系列逆变器分别在两个Z源电容和电感电流间展示了直流电压测量。如图所示,电气物理量前是平衡在X形阻抗网络,而对于后者,他们都是不平衡的。尽管如此,交流连接的负载逆变器输出仍然收到同样高质量的供给，