基于lcl滤波器的三相并网逆变器控制技术研究

本科毕业设计（论文）基于LCL滤波器的三相并网逆变器控制技术研究燕山大学2012年6月摘要太阳能发电系统产生的是直流电流和电压，而许多负载都使用交流电，因此需要通过逆变器把直流电变成交流电。随着光伏发电系统的日益推广，逆变器的使用也越来越多。如何获得高质量的电流成为研究的焦点。由于对高频谐波的抑制效果明显好于L型滤波器，因此LCL滤波器在并网逆变器中应用越来越广泛，与传统的L滤波器相比，LCL滤波器可以降低电感量，提高系统动态性能，降低成本，在中大功率应用场合，其优势更为明显。文章首先对PWM逆变器的工作原理做了详细的介绍，并对基于LCL的滤波器，在ABC静止坐标系，静止坐标系和DQ旋转坐标系中建立了数学模型。其次，文章讨论了LCL滤波器的参数设计方法，给出了系统LCL滤波器参数的设计步骤。最后，在详细阐述各元件的取值原则与计算步骤的基础上，给出了设计实例，并对所设计的逆变器进行了仿真验证，结果表明，根据该方案设计的控制器参数能够使三相并网逆变器安全、可靠运行且具有较快的动态响应速度。关键词并网逆变器LCL滤波器有源阻尼无源阻尼ABSTRACTSOLARPOWERSYSTEMTOPRODUCETHEDCCURRENTANDVOLTAGE,ANDMANYAREUSINGTHEACLOAD,ITNEEDINVERTERINTOALTERNATINGCURRENTTODIRECTCURRENTWITHTHEINCREASINGPROMOTIONOFPHOTOVOLTAICPOWERGENERATIONSYSTEMS,THEUSEOFINVERTERSISMOREANDMOREHOWTOGETAHIGHQUALITYOFTHECURRENTBECOMESTHEFOCUSOFRESEARCHBECAUSEOFTHEINHIBITORYEFFECTOFHIGHFREQUENCYHARMONICSISBETTERTHANLTYPEFILTER,THELCLFILTERGRIDINVERTERISWIDELYAPPLIED,COMPAREDWITHTHETRADITIONALLFILTER,LCLFILTERCANREDUCETHEINDUCTANCEIMPROVETHESYSTEMDYNAMICPERFORMANCE,REDUCECOSTS,INTHEHIGHPOWERAPPLICATIONS,ITSADVANTAGESMOREAPPARENTTHISPAPERANALYZESTHEHIGHFREQUENCYPWMINVERTERPRINCIPLE,ANDTHENPRESENTSATHREEPHASEABCCOORDINATESANDDQCOORDINATESYSTEMONTHEMATHEMATICALMODELOFLCLFILTERCONFIGURATIONSECONDLY,THEARTICLEDISCUSSESTHELCLFILTERDESIGNPARAMETERSPARAMETERSOFTHESYSTEMAREGIVENLCLFILTERDESIGNSTEPSFINALLY,EACHCOMPONENTINDETAILTHEPRINCIPLESANDCALCULATIONSTEPSOFTHEVALUEBASEDONTHEDESIGNEXAMPLEISGIVEN,ANDTHEDESIGNOFTHELCLFILTERSIMULATIONRESULTSSHOWTHAT,ACCORDINGTOTHEDESIGNOFTHECONTROLLERPARAMETERSCANMAKETHREEPHASEINVERTERWITHSAFE,RELIABLEOPERATIONANDHASAFASTDYNAMICRESPONSESPEEDKEYWORDSGRIDCONNECTEDINVERTER，LCLFILTER，ACTIVEDAMPING,PASSIVEDAMPING目录摘要IABSTRACTII目录第一章绪论111三相PWM电压型逆变器的产生背景112逆变器的研究现状2121PWM逆变器的研究现状2122基于LCL滤波的PWM逆变器的研究现状413本文的主要内容8第二章PWM逆变器的原理及数学模型921逆变器的工作原理922基于LCL滤波的PWM逆变器的数学模型1223锁相环节的工作原理1224本章小结19第三章LCL滤波器和控制系统的设计2031LCL滤波器的参数设计20311LCL滤波器的谐振抑制方法20312滤波器参数变化对滤波性能的影响20313滤波器参数设计的约束条件21314滤波器参数的设计步骤2232基于无源阻尼的单电流环控制方案的设计2333双闭环控制系统的设计25331网侧电感电流外环控制器的设计25332电容电流内环控制器的设计2634本章小结26第四章系统参数设计及仿真验证2741系统参数设计2742仿真验证2843本章小结32结论33参考文献34致谢36附录1开题报告37附录2文献综述41附录3中期报告46附录4英文翻译52一、英文文献原文52二、英文文献翻译63第1章绪论11三相PWM电压型逆变器的产生背景随着世界能源短缺和环境污染问题的日益严重，能源和环境成为21世纪人类所面临的重大基本问题，清洁、可再生能源的发展和应用越来越受到世界各国的广泛关注。近些年来，太阳能光伏PHOTOVOLTAIC，PV发电技术，风力发电技术得到了持续的发展。尤其随着经济的高速发展，我国很多地区的用电缺乏非常严重，一些城市不得不实行分时分区域供电。发展新能源，充分利用绿色能源，对我国的经济持续发展有着极其重要的意义。现代社会对能源需求不断增加，煤炭、石油、天然气等一次性能源却不断减少，而且其使用又会对环境产生很大危害，为了缓解能源危机，避免环境的进一步恶化，对风能、太阳能等新能源的开发利用显得尤为重要，可再生能源的使用兼具环保性和持续利用性，但是也存在着缺陷和难点。鉴于我国太阳能、风力资源丰富，可以说是取之不尽、用之不竭，这为我国发展清洁能源事业提供了很好的机遇。而在这些清洁能源利用过程中，并网逆变器是关键。人们一直在电力电子技术的发展中探索一条“绿色“之路，对逆变装置而言，“绿色”的内涵包括电网无谐波，单位功率因数，以及功率控制系统的高性能，高稳定性，高效率等传统逆变装置所不具备的优越性能。在所有的变换器中，PWM变换器由于其产生谐波损耗小，对通信设备干扰小，整机效率高，而牢牢占据了主流产品的市场。PWM变换器可以实现电网交流侧电流正弦化，且运行于单位功率因数或者功率因数可调，谐波含量很小，被称之为“绿色电能变换。PWM变换器能达到“绿色“逆变器的目的，已经受到国内外学者普遍的重视，成为研究的热点。12逆变器的研究现状121PWM逆变器的研究现状光伏、风力等并网发电系统主要由光伏阵列、风机和并网逆变器等组成，在可调度式系统中，还会配备蓄电池作为储能设备。其结构示意图如图11所示。由图可见，并网发电系统通过配合容量适合的逆变器连接到公共电网上，在白天日照充足情况下，除了提供本地负载，多余电力可以提供给公共电网夜间或阴天情况，本地负载则直接从电网获取所需电能。光伏/风能负载电力公司配电线图11并网发电系统结构示意图PWM控制技术的应用与发展为逆变器性能的改进提供了变革性的思路和手段，结合了PWM控制技术的新型逆变器称为PWM逆变器。将PWM控制技术应用于逆变器始于20世纪70年代末，但由于当时谐波问题不突出，加上受电力电子器件发展水平的制约，PWM逆变器没有引起充分的重视。进入80年代后，由于自关断器件的日趋成熟及应用，推动了PWM技术的应用与研究。随着PWM控制技术的发展，如空间矢量PWM，滞环电流PWM控制等方案的提出，以及现代控制理论和智能控制技术的发展和应用，PWM逆变器的性能得到了不断提高，功能也不断扩展，PWM逆变器网侧独特的受控电流源特性，使得PWM逆变器作为核心设备被广泛应用于各类电力电子应用系统中，经过国内外专家学者多年的研究，PWM逆变器在电路拓扑结构，数学模型，控制方法，电网电压不平衡，系统特性等方面取得了丰硕的研究成果。PWM逆变器经过30多年的探索和研究，取得了很大的进展，其主电路从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型器件桥路；其拓扑结构从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路；PWM开关控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级也从千瓦级发展到兆瓦级，随着PWM逆变器技术的发展，已经设计出多种PWM逆变器，并可分类如下一、按照电网相数分类单相电路，三相电路，多相电路；二、按照PWM开关调制分类硬开关调制，软开关调制；三、按照桥路结构分类半桥结构，全桥结构；四、按照调制电平分类二电平，三电平电路，多电平电路；对于不同功率等级以及不同的用途，人们研究了各种不同的PWM逆变器拓扑结构。在小功率应用场合，PWM逆变器拓扑结构的研究主要集中在减少功率开关损耗。对于中等功率场合，多采用六个功率开关器件构成的PWM逆变器，包括三相电压型PWM逆变器和三相电流型PWM逆变器，这是本章介绍的重点。对于大功率PWM逆变器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平拓扑结构和软开关技术上。多电平拓扑结构的PWM逆变器主要应用于高压大容量场合。此外，由于软开关技术ZVS、ZCS在减小开关损耗、抑制电磁干扰、降低噪声等方面具有显著的优势，近年来在电压型PWM逆变器设计上受到了广泛的重视，并得以迅速发展。而电流型PWM逆变器的软开关技术研究相对较少，有待进一步研究。根据直流储能元件的不同，PWM逆变器又分为电压型PWM逆变器和电流型PWM逆变器。电压型、电流型PWM逆变器，无论是在主电路结构、PWM信号发生以及控制策略等方面均有各自的特点，并且两者间存在电路上的对偶性。其他分类方法就主电路拓扑结构而言，均可归类于电流型或电压型PWM逆变器之列。电压型逆变器以单相电压源逆变器为例，其主电路结构如图12所示。电压型逆变器一般需要在直流侧接有平波电容，根据器件的开关动作，输出一连串的方波电压，方波的幅值嵌位在直流电压上逆变器是个电压源。该逆变器以对角线T1和T4，对角线T2和T3构成两组联动开关，两组开关交替开通，其结果是在负载端输出分别为正和负的方波电压。具体器件的开关顺序选择，根据控制目的的不同也存在多种控制方式，如方波逆变控制，正弦波PWM逆变控制等。4S6DUC1T23D4LR图12单相逆变器原理图122基于LCL滤波的PWM逆变器的研究现状由于三相电压型PWM逆变器有许多优点，如能量可以双向流动，直流侧电压波动小，功率因数可控，网侧输入电流接近正弦等，因此应用广泛。特别是近年来，随着风力发电的快速发展，交流励磁双馈发电机变速恒频风力发电系统得到了广泛的关注和深入的研究。双馈发电机转子与电网之间具有一个“背靠背”的双向变流器，用来实现对发电机的交流励磁和能量对电网的回馈。三相电压型PWM整流器拓扑结构成为交流励磁双馈发电机变速恒频风力发电系统中变流器的首选。但是，三相PWM整流器的功率开关器件的开关频率一般为215KHZ，会产生对电网干扰的高次谐波，主要在开关频率或开关频率整数倍附近。该谐波进入电网后会影响电网上对电磁干扰敏感的负载，也会产生损耗。通常为了减小开关频率及其整数倍附近的高次谐波，一般采用电感进行滤波。通过加大网侧滤波电感的值，可以减小谐波。但是，当整流器的功率比较大时，交流侧电抗器损耗增大。此外，电抗器的体积和重量很大，造价也比较高。这对三相PWM整流器在大功率领域中的应用产生了不利影响。1995年，MLINDGREN和JSVENSSON首先提出了用一个三LCL滤波器代替原有的单电感滤波器，来解决上述问题。在交流侧应用LCL滤波器可以减少电流中的高次谐波含量,并在同样的谐波要求下,相对纯电感型滤波器可以降低电感值的大小，提高系统的动态响应。不过，LCL滤波器本身存在着谐振问题，PWM整流器如同一个谐波源，电流中某次谐波可能会对滤波器产生激励，从而发生谐振，导致系统不稳定，输入电流谐波畸变率增大。学者针对LCL滤波器的谐振问题，提出了许多增加阻尼的办法，其中一些有源阻尼的控制策略，不仅抑制了LCL滤波器的谐振，而且不会产生功率损耗，降低系统的效率，很适用于大功率系统。由于LCL滤波器的滤波电容的分流作用，使整流器的电流控制系统由一阶变为三阶，控制更为复杂，并且在某些高次谐波电流下，LCL滤波器的总阻抗接近零，将导致谐振效应，影响系统的稳态性能。因此LCL滤波的PWM整流器应用的关键技术之一就是谐振抑制问题。一般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题。阻尼方法分为两种一种叫做“无源阻尼法”，它是通过在电容上串联电阻来使系统稳定，这种方法稳定可靠，在工业中被广泛应用，但是加入的电阻会增加系统的损耗。无源阻尼法可用于任何成熟的控制策略，最常见的是基于无源阻尼的无差拍控制；另一种方法叫做“有源阻尼法”，它是通过修正控制算法使系统达到稳定，消除共振作用，该方法通过增加控制的复杂性避免无源阻尼的损耗问题。关于有源阻尼的研究已成为热点，因为可减小损耗，节约能源。常见的有超前网络法，虚拟电阻法，基于遗传算法的有源阻尼法。目前对于有源阻尼法的研究大多基于矢量控制和直接功率控制策略。基于LCL滤波器的PWM整流器控制策略的另一个研究热点就是不平衡控制，现有的不平衡控制策略有改进的正负序电流独立控制策略和三闭环控制策略等。目前基于LCL滤波器的PWM整流器的较为新颖的控制策略有基于无源阻尼的直接电流控制策略、直接功率控制策略、无差拍控制策略和三闭环控制策略。1基于无源阻尼的直接电流控制策略直接电流控制通过电流反馈闭环控制直接调节电流，具有动态响应快、受系统参数影响小等特点，是目前常用的电流控制方案，然而无论采用P、PI还是PID调节均无法是系统稳定，并网逆变器LCL接口直接输出电流控制稳定性问题简单直接的解决方案是LCL串联电阻形成无源阻尼PD衰减谐振峰值，增大相角裕度，提高系统稳定性。（2）基于有源阻尼的直接功率控制策略由于动态响应快、原理简单，近年来直接功率控制已被越来越多地应用于PWM整流器的控制。但是传统的直接功率控制策略没有电流内环，不能采用已有的有源阻尼方法。2005年，LASERPA，JWKOLAR，SPONNALURI和PMBARBOSA提出了基于LCL滤波器的PWM整流器的直接功率控制策略。该方法设计了基于直接功率控制的有源阻尼方法来抑制LCL滤波器的谐振。这是一种基于虚拟磁链的直接功率控制。通过检测交流侧电流和直流侧电压来估算系统的虚拟磁链，从而算出系统的有功、无功功率，然后与给定值进行比较，偏差值送入开关状态选择表，产生控制脉冲。这种控制策略采用直接功率有源阻尼法，传统的有源阻尼方法是给出电压或电流的参考值，但是由于直接功率控制没有电流控制环，所以文献将其转化为功率参考值。将有功、无功功率减去阻尼分量后就可以避免谐振问题。直接功率控制是近年来产生的一种新的控制方法，方法的优点就是采用静止坐标系进行控制计算，无需复杂的坐标变换和解耦控制，直接对系统的无功功率进行控制，结构和算法简单；避免了PWM算法，采用查表技术，动态响应快；采用虚拟磁链定向，省去了电网电压传感器。网侧虚拟磁链估算中用电网电流和电容电流来估算PWM整流器交流侧电流。节省了交流侧电流传感器。（3）基于无源阻尼的无差拍控制策略为了便于矢量控制的数字化实现，1998年，MICHAELLINDGREN和JANSVENSSON提出了基于LCL滤波器的斩波器的无差拍控制。这是最早的基于LCL滤波器的控制策略。2004，EMILIOJBUENO，FELIPEESPINOSA等人提出了改进的矢量无差拍控制策略。该控制策略只需要一组电流传感器和一组电压传感器，其他的量可以由状态观测器获得，系统的扰动可以用无源阻尼来衰减。改进的无差拍控制策略通过反馈电容电压将其引入到控制策略中，使控制效果更好。电压外环采用常规PI调节器进行控制，电流内环采用上述无差拍算法来跟踪给定电流。其优点是，减少了传感器的数量，只需要检测网侧电压和电流，其余量由状态估计器算出。无差拍控制方法与传统的SVPWM整流器相比，脉冲宽度根据整流器当前的电路状态实时确定，因而具有更优越的动态性能。（4）基于三闭环的电网不平衡控制策略在实际系统中，三相电网电压不可能完全对称。不平衡的电网电压会引起低频电流谐波，因此不平衡控制策略的研究也有重大的意义。2005年，FAINANAMAGUEED和JANSVENSSON提出了改进的正负序电流独立控制策略，这种控制策略的原理跟基于L滤波器的原理相似。另一种较为新颖的不平衡控制策略是2003年ERIKATWINING和DONALDGRAHAMEHOLMES提出的三闭环控制策略。这也是首次针对不平衡电网电压提出的控制策略。其中，电压外环用来控制直流侧电压。电流控制采用双内环的控制结构，第一内环是网侧电流内环，第二内环是电容电流内环。电压调节器的输出作为网侧电流有功分量的给定，DQ坐标系中网侧电流调节器输出经坐标变换后作为三相电容电流的给定，三相电容电流的反馈值由网侧电流与整流器交流侧电流合成。最后，电容电流给定和反馈的偏差经过三个比例调节器作SVPWM的电压控制信号。坐标变换所需的旋转角度由三相电网电压获得。在矢量控制的基础上引入了电容电流内环提高系统的稳定性。除直流侧电压传感器外，该方法需要两组电流传感器和一组电压传感器，传感器数量多是其缺点。但实验结果证明，该方法对于不平衡电网电压有较强的鲁棒性。基于LCL滤波器的三相PWM逆变器的控制策略的研究现状分析可知，无差拍控制是研究较早的控制策略，控制策略的离散化便于数字化实现，但是无差拍控制需要的传感器较多，所以无传感器的研究成为研究重点。三闭环的控制策略是专门针对LCL滤波器提出的，这种控制策略对不平衡电网电压有较强的鲁棒性，但是其原理复杂，控制器较难设计；直接功率控制是近年来较为新颖的一种控制策略，它是从常规三相电压源型PWM逆变器的控制中延伸而来，控制原理和结构简单，采用查表技术，也便于数字实现，但其开关频率不固定给滤波器参数选择带来一定困难。今后基于LCL滤波器的PWM整流器无传感器控制、电网电压不平衡控制和便于数字实现的控制将会成为研究的重点。13本课题研究的主要内容随着对风能、太阳能等新能源的利用越来越多，逆变器的应用也越来越广泛，如何保证逆变器输出的电能质量成为研究的重点。在电网电压确定的情况下，如何减少输出电流纹波，提高电流的质量就成为主要的工作，传统的滤波方式是采用逆变器与电网之间串联电感，但在低开关频率的大功率逆变器中，所需的电感量将很大，这样既增大了设备体积，也增加了成本，为了采用较少的电感量，达到更好的滤波效果，本文研究了基于LCL滤波的三相并网逆变器，并与单电感滤波电路进行了比较，主要内容有以下几个方面。首先介绍了三相并网逆变器的产生背景，基于LCL滤波的三相并网逆变器的研究现状。其次，简要说明了三相逆变器的工作原理，并分析了LCL滤波器的数学模型，通过坐标变换将三相对称静止坐标系中的基波正弦变量转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。并详细介绍了LCL滤波器的参数设计，对基于无源阻尼和有源阻尼的两种控制策略进行了分析和控制系统的设计。最后，完成了系统参数设计，并对基于无源阻尼和基于有源阻尼两种控制策略进行了仿真，通过仿真实验对比分析，证明采用LCL滤波器的并网逆变器可以有效抑制输出电流中的谐波分量，获得较好的正弦电流波形；所采用的控制策略可以使系统具有较好的稳定性和动态性能。第2章PWM逆变器的原理及数学模型21逆变器的工作原理用三个单相逆变电路可以组合成一个三相逆变电路，但在三相逆变电路中，应用最广的还是三相桥式逆变电路，采用IGBT作为开关器件的电压型三相桥式逆变电路如图所示1S35S4S2S6DCINN2DU2DVDUVWLR图21三相逆变电路原理图如图所示的直流侧通常只有一个电容器件就可以了，但为了分析方便，画作串联的两个电容器并标出了假想中点，和单相半桥、全桥逆变电路N相同，电压型三相桥式逆变电路的基本工作方式也是180导通方式，即每个桥臂的导通角为180，同一相即同一半桥的上下两个臂交替导电，各相开始导电的角度一次相差120，这样，在任一瞬间，将有三个桥臂同时导通，也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通，因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行的，因此也被称为纵向换流。下面来分析电压型三相桥式逆变电路的工作波形，对于U相来说，当桥臂1导通时，当桥臂4导通时，因此，2DUNU2DNU的波形是幅值为的矩形波。V、W两相的情况和U相类似，、UNUVNU的波形形状和相同，只是相位一次相差120。WUN负载线电压可由下式求出WVU、（2WNUVVUU1）该负载中点N与直流电源假想中点之间的电压为，则负载各相的相UNU电压分别为（2NWNVUU2）把上面各式相加并整理可求得（23131WNVUNWVNUNUUU3）设负载为三相对称负载，则有，故可得0V（21NUNWUU4）的波形为矩形波，但其频率为频率的3倍，幅值为其1/3，即NUN为。6DU的波形形状相同，只是相位一次相差120。WNVN、负载参数已知时，可以由的波形求出U相电流的波形。负载的阻抗UNUI角不同，的波形和相位都有所不同，桥臂1和桥臂4之间的换流过程UI和半桥电路相似，上桥臂1中的从通态转换到断态时，因负载电感中的1S电流不能突变，下桥臂4中的先导通续流，待负载电流降到零，桥臂4VD4中的电流反向时，才开始导通，负载阻抗角越大，导通时间就4VD越长。的上升段即为桥臂1导电的区间，其中时为导通，的UI0UI1SUI下降段即为桥臂4导电的区间，其中时为导通。UI4、的波形和形状相同，相位一次相差120。把桥臂1、3、5的VIWUI电流加起来，就可得到直流侧电流的波形，每隔60脉动一次，而直流DIDI侧电压基本是无脉动的，因此逆变器从电网侧向直流侧传送的功率是脉动的，且脉动的情况和脉动情况大体相同，这也是电压型逆变器的一个特DI点。下面对三相桥式逆变电路的输出电压进行定量分析，把输出线电压展开成傅里叶级数得UVU（22311SINI5SIN7SISIN13DUVKNUTTTTT5）式中，K为自然数61N输出线电压有效值为UV（2201816UVDUDT6）其中基波幅和基波有效值分别为MUV11V（2123DD7）（216082UVMDDU8）下面再来对负载相电压进行分析，把展开成傅里叶级数得UNUUNU（211SINI5SIN7SI32DUNNTTTT9）式中，K为自然数61N负载相电压有效值为UN（2201471UNDUDT10）其中基波幅值和基波有效值分别为MUN11N（220637DUMD11）（21452NUD12）在上述180导电的方式逆变器中，为了防止同一相上下两桥臂的开关器件同时导通而引起的直流电源的短路，要采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间，死区时间的长短要视器件的开关速度而定，器件的开关速度越快，所留的死区时间就可以越短，这一“先断后通”的方法对于工作在上下桥臂通断互补方式下的其他电路也是适用的，显然，前述的单相半桥和全桥逆变电路也必须采取这一方法。22基于LCL滤波器的PWM逆变器数学模型LCL滤波的高频PWM逆变器拓扑结构如图25所示。逆变器侧是三个电阻为，电感为L的电抗器，网侧是三个电阻为，电感为的电2R1RGL抗器，网侧电抗器和逆变器侧电抗器之间是三个星型联结的电容器。电FC抗器L除滤波外，还具有升压及能量交换功能，、用于滤除高次GLF谐波，满足电网对电流谐波的要求。1S35S4S62SDCUCGU逆变器侧电感网侧电感LGIA1IA2LUCAUCBUCCICBICCICAR1R2USAUSBUSCIDCURAURBURC图25基于LCL滤波的三相高频PWM逆变器拓扑结构取单相LCL滤波的PWM整流器结构进行分析SURU1RIGL2RLCIFIU图26LCL滤波器的单相拓扑结构可得其在连续静止坐标系下的数学模型为（211TUDILTIRUCGS34）（222TITITRC35）（2DTUCIICFC2136）式中电网电压、电容器电压、整流器侧控制电压RCSU,电网侧电流、电容器电流、整流器侧电流21I由式（234），（235），（236）及前面开关函数的定义，可以推出LCL滤波的三相PWM整流器在三相电网电压对称情况下的开关数学模型（22211TUTSTUDILTIRDTLTINOKDCS37）（2DTUCICF1238）（2LDCCBAKKDCRTUTSIT,39）式中C整流器直流侧电压、负载电阻及支撑电容,LDCRU根据KCL、KVL得到三相静止ABC坐标系下各相方程A相SASAGURIDTIL11（2RS2240）21ACAFIIDTUCB相CBBSBGURITIL11（2RCD2241）21BCBFIITUCC相CCSCGURIDTIL11（2RS2242）21CCFIIDTUC式中三相电网侧交流电压,SABSCU三相滤波电容上的电压C整流器交流侧的三相电压,RABRCU三相电网侧交流电流1I整流器交流侧的三相电流2,ABC经过整理可得采用LCL滤波器的状态方程CBACBACBAFFFFFFGGGGCBACBACBAUIICCLLRLLRUII212211210101000010001（243）RCBRASCBSAGGUULL00100100可以看出，三相LCL滤波器的状态空间方程为9阶的状态方程，对这样一个高阶被控系统来说，如果不采用一定的方法进行降阶处理的话，则很难设计控制器。因此，对此状态方程进行ABC变换，按照式（237），（238）的转换矩阵，可得坐标系下的LCL滤波器状态空间方程为010101000010022121FFFFGGCCCLRLLRUII（2RSGULL0010044）然后进行DQ根据式（241），（242）的变换矩阵，可得DQ坐标系下的LCL滤波器状态空间方程为0101010010022121BFFFFGBGGBGCQDQDQDCCLRLLLRUII（2RQDSQDGULL0010045）式中三相电网电压的基波角频率B三相电网电压矢量的D，Q轴分量SQDU,三相滤波电容电压矢量的D，Q轴分量C整流器交流侧电压矢量的D，Q轴分量RD,三相电网电流矢量的D，Q轴分量QI1整流器交流侧电流矢量的D，Q轴分量D2,由式（245）可以得出图27所示的LCL滤波器的结构框图。控制的目的是给出正确的控制矢量,使网侧电流与电压同相位。可以看出，基于RULCL滤波器的PWM整流器是一个高阶、非线性、强耦合的多变量系统。23锁相环节的工作原理逆变器输出电压电流同频同相才能并网供电，所以控制器的设计中都要设置锁相环节。锁相环路是一种反馈电路，锁相环的英文全称是PHASELOCKEDLOOP,简称PLL。其作用是使得电路上的时钟和某一外部时钟的相位同步。因锁相环可以实现输出信号频率对输入信号频率的自动跟踪，所以锁相环通常用于闭环跟踪电路。锁相环在工作的过程中，当输出信号的频率与输入信号的频率相等时，输出电压与输入电压保持固定的相位差值，即输出电压与输入电压的相位被锁住，这就是锁相环名称的由来。在数据采集系统中，锁相环是一种非常有用的同步技术，因为通过锁相环，可以使得不同的数据采集板卡共享同一个采样时钟。因此，所有板卡上各自的本地80MHZ和20MHZ时基的相位都是同步的，从而采样时钟也是同步的。因为每块板卡的采样时钟都是同步的，所以都能严格地在同一时刻进行数据采集。锁相环的基本结构锁相环路是一个相位反馈自动控制系统。它由以下三个基本部件组成鉴相器（PD）、环路滤波器（LPF）和压控振荡器（VCO）。其组成方框图如下所示。参考晶体振荡器PDLPFVCORFUTDTCUT输出VFT图46锁相图的基本方框图锁相环的工作原理1压控振荡器的输出经过采集并分频；2和基准信号同时输入鉴相器；3鉴相器通过比较上述两个信号的频率差，然后输出一个直流脉冲电压；4控制VCO，使它的频率改变；5这样经过一个很短的时间，VCO的输出就会稳定于某一期望值。锁相环可用来实现输出和输入两个信号之间的相位同步。当没有基准（参考）输入信号时，环路滤波器的输出为零（或为某一固定值）。这时，压控振荡器按其固有频率FV进行自由振荡。当有频率为RF的参考信号输入时，RU和V同时加到鉴相器进行鉴相。如果RF和V相差不大，鉴相器对和进行鉴相的结果，输出一个与U和的相位差成正比的误差电压UD，再经过环路滤波器滤去D中的高频成分，输出一个控制电压CU,将使压控振荡器的频率VF（和相位）发生变化，朝着参考输入信号的频率靠拢，最后使VFR，环路锁定。环路一旦进入锁定状态后，压控振荡器的输出信号与环路的输入信号（参考信号）之间只有一个固定的稳态相位差，而没有频差存在。这时我们就称环路已被锁定。环路的锁定状态是对输入信号的频率和相位不变而言的，若环路输入的是频率和相位不断变化的信号，而且环路能使压控振荡器的频率和相位不断地跟踪输入信号的频率和相位变化，则这时环路所处的状态称为跟踪状态。锁相环路在锁定后，不仅能使输出信号频率与输入信号频率严格同步，而且还具有频率跟踪特性，所以它在电子技术的各个领域中都有着广泛的应用。24本章小结本章介绍了三相电压型逆变器的工作原理，然后进一步分析了LCL滤波器的数学模型，将三相对称静止坐标系中的基波正弦变量转化成同步旋转坐标系中的直流变量，从而可以采用简单的PI控制即可实现被控量的无静差控制，简化了控制系统设计。第3章LCL滤波器和控制系统的设计31LCL滤波器的参数设计311LCL滤波器的谐振抑制方法LCL滤波器的阻抗值与流过的电流频率成反比，频率越高，阻抗越小，所以可以滤除高频谐波。然而，滤波电容的分流作用，使整流器的电流控制系统由一阶变为三阶，控制更为复杂，并且在某些高次谐波电流下，LCL滤波器的总阻抗接近零，将导致谐振效应，影响系统的稳态性能。一般采用在已有控制策略的基础上增加阻尼作用来解决这个问题。阻尼方法分为两种一种叫做“无源阻尼法”，它是通过在电容上串联电阻来使系统稳定，这种方法稳定可靠，在工业中被广泛应用，但是加入的电阻会增加系统的损耗，不适合大功率系统的应用。另一种方法是通过修正控制算法使系统达到稳定，消除共振作用，这种方法叫做“有源阻尼法”。该方法通过增加控制的复杂性避免无源阻尼的损耗问题。312滤波器参数变化对滤波性能的影响（1）电感L决定整流器桥臂电流纹波。由上述分析可知，谐波等效电路中，电容支路与电网等效支路并联，然后与整流器侧电感串联。和对整1IC流器侧输出电流进行分流。L上的电流是由其阻抗和电容支路与2I2ILX支路的并联阻抗决定的。和并联支路的引入增大了串联阻GFGCXFGL抗，减小了。为了对开关纹波电流进行分流，以使得高频分量尽可能多2I的从电容支路流过，在设计时必须保证高频下XKVA10,11THEAPPLICATIONOFANLCLFILTERISANATTRACTIVESOLUTIONTOOVERCOMETHESEPROBLEMSTHEHIGHERHARMONICATTENUATIONOFTHELCLFILTERPERMITSTHEUSEOFLOWERSWITCHINGFREQUENCIESTOMEETTHEHARMONICLIMITSPRESENTEDINTHESTANDARDSEG,IEEE519199212THEDESIGNOFTHELCLFILTERCOMPONENTSACCORDINGTOGIVENMAXIMUMCURRENTHARMONICSEG,IEEE5191992ISACOMPLEXTASKTODAY,THEREISNOPRECISEDESIGNMETHODBASEDONTHELIMITATIONOFTHEGRIDHARMONICCURRENTSREFERENCE10PRESENTSADESIGNPROCEDUREUSINGTHETRYANDERRORMETHODINPARTICULAR,THESELECTIONOFTHEINITIALVALUESFORTHECONVERTERCURRENTRIPPLEANDTHEFILTERCAPACITANCEABSORBEDREACTIVEPOWERCOMPLICATESTHEDESIGNPROCEDUREFURTHERMORE,THEDESIGNOFTHECONVERTERSIDEINDUCTANCEFORASELECTEDCONVERTERCURRENTRIPPLEISNOTADDRESSEDBASICANALYTICALEXPRESSIONSTOCALCULATETHEUPPERLIMITSOFTHEFILTERINDUCTANCE,FILTERCAPACITANCE,ANDCONVERTERCURRENTRIPPLEAREPRESENTEDIN1317REFERENCE18DESCRIBESADESIGNPROCEDUREWHERETHEMAXIMUMCONVERTERCURRENTRIPPLEDETERMINESTHEDESIGNOFTHEFILTERINDUCTANCEANDTHEFILTERCAPACITANCEISCHOSENBASEDONTHEREACTIVEPOWERBASICCRITERIAFORANLCLFILTERDESIGNONTHEBASISOFTHEFILTERATTENUATIONFACTORFORTHEGRIDCURRENTHARMONICATSWITCHINGFREQUENCYAREPRESENTEDIN19HOWEVER,SOFAR,APRECISEANALYTICALDESIGNPROCEDURECONSIDERINGTHECONTROLRESERVELIMITATIONANDTHEAMPLITUDESOFTHEGRIDCURRENTHARMONICSWASNOTPRESENTEDINTHISPAPER,ANITERATIVEPROCEDURETODESIGNTHELANDLCLFILTERPARAMETERSCONSIDERINGTHEMOSTSIGNIFICANTGRIDCURRENTHARMONICISPROPOSEDBASEDONTHEGUIDELINESPRESENTEDIN10THEPROCEDUREUSESTHEANALYTICALEXPRESSIONOFTHECONVERTERVOLTAGEHARMONICSBYBESSELFUNCTIONSEXEMPLARILY,THESTOREDENERGYOFTHEFILTERCOMPONENTSASAMEASUREFORTHEEXPENSEOFPASSIVECOMPONENTSISCONSIDEREDTOCOMPAREDIFFERENTFILTERDESIGNSANACTIVEDAMPINGSCHEMEOFTHECURRENTCONTROLLOOPISAPPLIEDTOAVOIDFILTERRESONANCEINRECENTPUBLICATIONS,THEACTIVEDAMPINGFUNCTIONISACHIEVEDBASEDONTHEFEEDBACKOFFILTERSTATEVARIABLES2025ORSENSORLESSMETHODS2628INTHISPAPER,THEFILTERCAPACITORVOLTAGESAREMEASUREDANDASIMPLEDESIGNPROCEDUREFORTHEREQUIREDCOMPENSATORISPRESENTEDFINALLY,EXPERIMENTALRESULTSOFTHESYSTEMPERFORMANCEDURINGTRANSIENTSANDINSTEADYSTATEARESHOWNIISYSTEMCONFIGURATIONANDSPECIFICATIONSTHESTRUCTUREOFTHEACTIVEFRONTENDCONVERTERUSEDTOINVESTIGATETHEFILTERDESIGNPROCEDUREANDTHESYSTEMPERFORMANCEISSHOWNINFIG1THEINTERFACEBETWEENTHEGRIDANDTHECONVERTERISANLFILTERORANLCLFILTERTODAMPTHECURRENTHARMONICSINJECTEDINTOTHEGRIDTHEFILTERCOMPONENTSARECONSIDEREDTOBEVARIABLETOSTUDYSYSTEMANDFILTERPERFORMANCEFORVARIOUSFILTERDESIGNSATWOLEVELVSC2LVSCWITHACARRIERFREQUENCYOF405KHZISUSEDASTHEPOWERCONVERTERTHEBASICSYSTEMPARAMETERSARESUMMARIZEDINTABLEIIIIFILTERDESIGNPROCEDURETHEINPUTLANDLCLFILTERSAREDESIGNEDTOMEETTHEHARMONICDISTORTIONLIMITSACCORDINGTOIEEE5191992TABLEIIDEPICTSTHEIEEE5191992DEFINITIONSFORTHEHARMONICCURRENTLIMITSATTHEPCC12CONSIDERINGTHECAPABILITYOFTHEACTIVERECTIFIERTOOPERATEATPOWERGENERATIONMODE,THESPECTRACONTENTOFTHEGRIDCURRENTHARMONICSAROUNDTHESWITCHINGFREQUENCYANDMULTIPLESOFTHESWITCHINGFREQUENCYSHOULDBEATTENUATEDTOBELOWERTHAN03ITSHOULDBENOTEDTHATINTHEDESIGNPROCEDUREOFBOTHLANDLCLFILTERS,THERESISTANCEOFTHEFILTERINDUCTORSISASSUMEDTOBENEGLIGIBLEINCOMPARISONTOTHEINDUCTIVEREACTANCEATSWITCHINGFREQUENCYALFILTERASINGLEPHASEREPRESENTATIONOFTHEACTIVERECTIFIERWITHLFILTERISSHOWNINFIG2ATHEREAREUPPERANDLOWERLIMITSFORTHETOTALFILTERINDUCTANCELGLFBECAUSEOFTHELIMITEDMAXIMUMFILTERVOLTAGEDROPATALIMITEDDCLINKVOLTAGEFORAGIVENPOWERSEMICONDUCTORVOLTAGECLASSANDTHELIMITATIONSOFTHEGRIDCURRENTHARMONICSTHECONVERTERISCONSIDEREDTOOPERATEWITHITSMAXIMUMOUTPUTVOLTAGEMAXIMUMMODULATIONDEPTHINLINEARRANGEANDRATEDCURRENTATUNITYPOWERFACTORCONDITIONSINORDERTOFINDTHEUPPERLIMITINDUCTANCECORRESPONDINGTOTHEMAXIMUMFILTERVOLTAGEDROPIFTHEFUNDAMENTALCOMPONENTOFTHEGRIDVOLTAGEVECTORISCONSIDEREDASTHEREFERENCEVECTORFIG2B,THEFUNDAMENTALCOMPONENTOFTHEFILTERINDUCTANCEVOLTAGEDROPVECTORATSTEADYSTATEISTHELOWERLIMITOFTHEFILTERINDUCTANCEISCAUSEDBYTHEREQUIREDLIMITATIONOFTHECURRENTHARMONICSAROUNDTHEFIRSTCARRIERBANDACCORDINGTOIEEE519INTHEFOLLOWING,THEANALYTICALREPRESENTATIONOFTHECONVERTERPHASEVOLTAGEHARMONICSISAPPLIEDINORDERTODESIGNTHEFILTERINDUCTANCETHEHARMONICVOLTAGEAMPLITUDEPERHARMONICFREQUENCYISAMEASUREFORTHEPOTENTIALOFTHEHARMONICVOLTAGETOPRODUCEACORRESPONDINGHARMONICCURRENTTHEFILTERINDUCTANCEISDESIGNEDBASEDONTHEMOSTSIGNIFICANTCONVERTERPHASEVOLTAGEHARMONICWITHTHEHIGHESTRATIOOFVOLTAGEANDFREQUENCYFORANSPWM,THEAMPLITUDEOFTHECONVERTERPHASEVOLTAGEHARMONICSBASEDONTHEBESSELFUNCTIONSISGIVENASFOLLOWS29FIG3AFIRSTCARRIERBANDOFTHECONVERTEROUTPUTPHASEVOLTAGEHARMONICSPECTRAFORSPWMVLL,CONV,1400V,VDC700V,MF81ANDZSSPWMVLL,CONV,1400V,VDC906V,MF81BVOLTPERHERTZVALUEOFTHEMF2THORDERHARMONICTOTHEVOLTPERHERTZVALUEOFTHEMF2THORDERHARMONICOFTHECONVERTERPHASEVOLTAGEFORVARIOUSVALUESOFMANDFCBLCLFILTERASSHOWNINTHEPREVIOUSSECTION,THELFILTERISONLYAUSEFULSOLUTIONATVERYHIGHSWITCHINGFREQUENCIESANLCLFILTERENABLESADISTINCTLYCHEAPERANDSMALLERFILTERSOLUTIONATLOWSWITCHINGFREQUENCIESEG,FC4KHZ8KHZWHICHAREUSUALLYAPPLIEDININDUSTRIA