单极式pwm双闭环直流调速系统

课程设计设计题目单极式PWM双闭环直流调速系统的设计1设计任务描述11设计题目单极式PWM双闭环直流调速系统的设计12设计任务试设计一H型单极式PWM直流闭环调速系统，已知的基本参数如下电动机的PN22KW,UN110V,IN2256A,NN1500R/MIN,RA025，电枢回路总电阻R08，电枢回路电磁时间常数TL0025S，机电时间常数TM008S，电源电压US120V，给定转速的电压最大值和ASR,ACR的输出限幅值均为10V，电流反馈系数2256V/A，转速反馈系数00067VMIN/R，电动势转速比CE00696VMIN/R，选用D202电力晶体管作功放用开关管，已知D202的参数如下TCE0159,TR0103S,TF0061。SS13设计要求131设计目的1）能计算出调节器的各种参数。2）能熟练的掌握双闭环直流调速系统的设计思路。3）能够正确撰写论文。132设计要求1）稳态指标稳态无静差。2）动态指标电流超调量。I5空载起动到额定转速时的转速超调量。N10动态过渡过程时间SS05T2课程设计流程图图21伺服系统课程设计流程图3设计思路31系统总体方案的构想我设计的题目是单极式PWM双闭环直流调速系统，此系统控制的对象是他励直流电动机，控制信号为转速控制电压给定信号，输出信号为电动机转轴的转速信号。系统的闭环控制按内环为电流环、外环为转速环的结构设计。电枢绕组的驱动为电力晶体管的PWM脉冲放大电路。转速和电流两个调节器可采用由运算放大器组成的模拟电路。PWM调速系统由于具有动、静特性好，损耗小和电网功率因数高等优点，在中小功率伺服系统中已取代VM系统，其使用日益广泛。由于双极式PWM变换器在工作过程中，4个电力晶体管都处于开关状态，开关损耗大，而且容易发生上、下两管直通的事故，降低了装置的可靠性。为了克服双极式变换器的这一缺点，对于静、动态性能要求低一些的系统，则可采用单极式PWM变换器，其主电路不变，不同的仅仅在于驱动脉冲信号。首先理解什么是单极式，所谓单极式就是在控制指令的制作下，在一个开关周期之内，电动机电枢两端的调制脉冲电压是单一极性的。然后，考虑双闭环应该怎么设计，设计多环系统的一般方法是由内环向外环，一环一环的设计。对双闭环的调速系统而言，先从内环（电流环）开始，再根据电流控制要求，确定把电流环设计为哪种典型系统，按照调节对象选择调节器及其参数。设计完电流环之后，就把电流环等效成一个小惯性环节，作为转速环的一个组成部分，然后再用同样的方法完成转速环的设计。由于电动机参数已由题意确定，所以需设计的环节主要有电流、转速反馈环节，比较环节，H型双极式PWM变换器（包括锯齿波发生器，脉宽调制器，逻辑延时器，基极驱动电路和脉宽调制变换驱动器等），及电流、转速两个调节器等。最后根据已确定的各环节选择部件及计算参数。32双闭环的组成根据负反馈闭环控制原理，设置一个电流闭环，可以对电流进行调节。对于转速、电流双闭环系统，由转速负反馈与一个调节器组成外环，称转速环，该调节器称为转速调节器，以ASR表示。这个调节器力图使系统的转速跟踪给定转速。另外，由电流负反馈与另一个调节器组成内环，称为电流环，该调节器叫做电流调节器，以ACR表示。电流调节器既能使启动过程中得到丰满的电流波形，而且能在带负载运行时随时按给定电流进行电流调节，以使电枢电流按要求的规律变化。33典型系统介绍331典型型系统典型型系统的开环传递函数为（31）1KWST它是由一个积分环节和一个惯性环节串联组成的闭环反馈系统。在开环传递函数中，时间常数T往往是控制对象本身所固有的，惟一的可变参数只有开环增益K。因此，可供设计选择的参数只有K，一旦K值选定，系统的性能就被确定了。332型系统的稳态跟随性能型系统的稳态跟随性能表现分为两个部分。一是对阶跃给定信号的稳态误差，其为零。二是对单位斜坡输入信号的稳态误差不为零，即有跟踪误差。开环增益K增大时，跟踪误差将减小。333型系统的动态性能典型型系统的动态性能指标与系统参数的关系为着开环放大倍数K的增加，阻尼比减小，超调量增大，调节时间TS也较小。334型系统的频率特性典型型系统的开环对数频率特性如图31所示。当时，对数幅频1/CWT性以20DB/DEC的斜率通过零分贝线，其截止频率K，其相角裕量为C（32）009ARC45CWTGT图31典型型系统开环对数频率特性从上述分析可知，与系统快速性相关的截止频率取决于开环增益K，增益K值可CW提高系统的快速性，但另一方面又会使相角裕量减少，超调量增大，所以不能随CW意增大。如果既要提高快速性，又要保持相角裕量不变，就应在增加的同时减少时C间参数T，保持他们之间的比值不变。但时间常T往往是系统的固有参数，较难改变，故在确定K值时，要兼顾快速性和超调量两项指标。335典型型系统典型型系统的开环传递函数为（）（33）21OPKSSTWT此处引入一个新的变量H，令（34）21H（为低频转折频率，为高频转折频率）。按“最大法”选择参数时，截止12C频率C（3121H5）L/DBO0901820CW1T0135参数关系式为（36）21121CKHTHT取H4是“三阶工程最佳”的结论。按“最小法”选择参数时，截止频率PMC（312H7）参数关系式为（38）122KHT取H5是“三阶工程最佳”的结论，C称为“最佳频比”，此时系统相对稳定性最好。34电流调节器的设计341电流调节器ACRPID控制的类型有很多，分别有P控制器、PI控制器、PD控制器、和PID控制器等。但是最常用的电流调节器是PI。由于电流反馈滤波环节（惯性环节）折算到前向通道上表现为微分环节，电流超调将会增大（实质上滤波环节对电流反馈信号起延迟作用），为此，在给定通道上也加一滤波环节（给定滤波器），以抵消电流反馈环节的影响。具有给定和反馈滤波器的电流调节器如图32所示。R0/2C0IR0/2UIR0/2R0/2UFIC0IR0/2CIRBUCT图32电流调节器对PI调节器，其输出表达式为（39）ICLIDOIFI11KSUUITS其中，。其动态结构图，如图33所示。IIORKIICOII4RTOFFI4IC1OITS1IKS1FITSCTUDIIU图33电流调节器动态结构图342电流环动态结构图双闭环直流调速系统中电流调节过程比转速调节过程快得多，因此电流环设计时，可忽略电动机反电动势的影响。这样近似处理的条件是（310）CIML13T式中为电流环截止频率。等效电流环前的结构图如图34。CI1OITS1SKT1IKS/1LRTSFISIUCTUIODI图34电流环等效前电路图考虑到一般电动机电磁时间常数要比晶闸管整流器等效时间常数TS和反馈滤波时间常数TFI大得多，设计时可把TS和TFI合并为小惯性群，即（311）ISFI从而使电流结构简化，如图35。这种近似处理的条件为（312）CISF13IT1OITS1IKSIU1ILKSRTDI图35电流环等效后的结构图35转速环设计351转速调节器ASR结构的选择在设计转速环的过程中，主要考虑的是转速调节器ASR结构的选择。与ACR相同，含有给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器原理图如图36所示。图中CFNCON。R0/2CONR0/2R0/2R0/2CONRNCNUIUNAN图36含有给定滤波和反馈的转速调节器原理图用电流环的等效传递函数的电流闭环后，整个转速调节系统的动态结构图变成图37所示。其中。2,RH电流环校正成典型I型时电流环校正成典型型时ASRON1TSFN1TSNU1SINSEMCTDLISD图37转速环近似处理前的动态结构如果把给定滤波和反馈滤波环节等效地移到环内，同时将给定信号变为，N1US再取时间常数，则转速环可化简为图38形式。NFITASRN1US1NTSNSEMRCTSDLI图38转速环近似处理后的动态结构4系统选择设计及参数计算41典型系统的选择411电流调节器的电流环在选择典型系统的过程中，有一点很重要，就是由于电流环的一项重要作用是保持电枢电流动态过程中不超过允许值，因而在突加控制作用时不希望有超调，或者超调量越小越好。从这个观点出发，应该把电流环校正成典型型系统。但电流环还有对电网电压波动及时调节的作用，为了提高其抗干扰性能，又希望把电流环校正成典型型系统。在设计时究竟应该如何选择要根据实际系统的具体要求来决定取舍。在一般情况下，当控制对象的两个时间常数之比小于等于10时，典型型系统的抗扰恢复时间还是可以接受的，因此在这里我们就按典型I型系统来设计电流环。412转速调节器的转速环转速环校正成典型的型系统后如图41所示N21KSTN1USNS图41按典型型系统校正后的转速环转速环校正成典型的型系统首先是基于静态无误差的要求，由图28可以看出，在负载扰动作用点后已经有了一个积分环节。为了实现转速无静差，还必须在扰动作用点前设置一个积分环节，因此向前通道中将有两个积分环节，为典型型系统。再从动态性能看，调速系统应具有良好的抗扰性能，典型型系统恰好能满足这个要求。至于典型型性同阶跃响应超调量大的问题，是在线性条件下的计算数据，实际系统的转速调节器很多情况下是阶跃给定，因此，调节器会很快饱和，这个非线性作用会使超调量大大降低。所以转速环就设计为典型的型系统。42参数计算421参数列表由已知可列出计算的参数表如表41所示。表41参数列表PN22KWUN110VIN2256ANN1500R/MIN电动机RA025R08TL0025S电枢回路TM008S电源电压US120V各输出限幅电压UCTM10V电流反馈系数2256N/A转速反馈系数0006VMIN/R电动势转速比CE00696VMIN/RTCE0159STR013SD2020电力晶体管TF0061S422电流调节器的参数计算根据上文中提到的电流环校正方式，我们选择了典型型系统。所以取“工程最佳”参数，使调节器参数为（41）ILLISIOIFI2TRK性能指标如下SI431TT代入所给参数得（42）IISISISIOIF0258020436451IKTKTT校正后电流环动态结构图如图42所示，等效闭环传递函数为1IUDI12IST图42按典型型系统设计电流环结构图（）（43）DICLI22IIIIII1112ISTWUSTSSCNI15T423转速调节器的计算在312中我们选择了典型型为转速环设计系统。按MPMIN法及典型型系统，则调节器参数为（44）NNEMNONFI12HTCKRTT取“工程最佳”参数时，H5，则（45）5062NNEMONFICKTR代入所给的参数得（46）NNEEENNNONFI50620801822564TCCKTTT把转速环校正成典型型系统后，等效环如图43所示。N1USDIN1KST图43按典型型系统设计速度环结构图ASR应该采用PI调节器，其传递函数为（47）NASR1SWK这样调速系统的开环传递函数为（且）（48）NN2EMNS1KSCTCNI5TCNION132T5系统总体结构的设计一般情况下，系统动态数学模型主要通过传递函数建立。PWM调速系统的控制规律和动态数学模型与VM系统相比差别不大，主要不同点就是脉宽调制器和PWM变换器本身的传递函数。根据其工作原理，脉宽调制器和PWM变换器合起来可以看成是一个滞后环节，它的延时周期最大不超过一个开关周期T。和晶闸管装置传递函数的近似处理一样，当整个系统开环频率特性截止频率满足下式时（51）C13T可将滞后环节近似看成是一阶惯性环节。因此，脉宽调制器和PWM变换器的传递函数可以近似看成（52）PWMP1KS式中KPWM一脉宽调制器和PWM变换器的放大系数KPWMUD/UC；UDPWM变换器的输出电压；UC脉宽调制器控制电压。图51是表示一单极PWM直流双闭环调速系统动态数学模型的动态结构图。图51单极PWM直流双闭环调速系统动态结构图图中S对应于给定转速的控制电压信号；NUUNS对应于实际转速的反馈电压信号；UNS对应于转速偏差的电压信号；UIS）对应于控制电流的电压信号；UCTS对应于脉宽调制器的输入控制电压信号；UD0SPWM驱动电路输出的空载电压；ES电动机的反电动势；IDS电动机的电枢电流；IDLS对应于电动机负载转矩的负载电流；NS电动机转轴转速；TON转速反馈环节滤波时间常数；TOI电流反馈环节滤波时间常数；KPWM,TPWM脉宽调制器和PWM变换器放大倍数与其近似惯性环节时间常数；R电动机电枢回路总电阻；TL电动机电磁回路时间常数；TM包括电动机在内的系统机电时间常数；CE电动机在额定磁通下的电动势转速比；ASR系统的速度调节器；ACR系统的电流调节器；速度反馈系数；电流反馈系数。6工作过程分析由图61的系统原理图可知，系统采用转速电流双闭环控制。首先给系统设定一定的转速，再将次信号传递给转速调节器。通过之前的计算我们确定了最佳工程参数和调节器的参数。然后将由转速调节器处理过的信号再传给电流调节器，其工作过程与转速调节器相仿。再将处理完的信号输给数字式PWM信号发生器和单极性PWM。此时得到的电流信号ID传入到直流电动机中，同时也将信号进行反馈，从而对调节器进行调整。直流电动机在负载扰动下将最终的转速输出，与电流反馈一样，该信号也将返回至转速调节器中，使调节器自动调整。由于来自电流检测单元的反馈信号中含有交流分量，需要加低通滤波器，TOI为电流滤波时间常数。滤波环节可以消除电流反馈信号中的交流分量，但同时也给反馈环节带来延迟，为了平衡这一延迟